Эмиттерная коммутация: Каталог радиолюбительских схем. Сетевой импульсный….

Содержание

Каталог радиолюбительских схем. Сетевой импульсный….

Каталог радиолюбительских схем. Сетевой импульсный….

Сетевой импульсный…

Д.Безик

Основное предназначение описываемого здесь устройства — питание персонального компьютера. Но не только. Оно пригодно для питания многих других радиолюбительских разработок повышенной мощности, например УМЗЧ.

Принцип действия предлагаемого блока питания (рис. 1) такой же, как и у блоков питания цветных телевизоров третьего поколения. Он также работает в режиме, близком к режиму прерывистых токов [1] и, следовательно, является автоколебательным устройством. Но есть и принципиальное отличие: в нем применена «эмиттерная коммутация» мощного переключательного транзистора, что позволяет пользоваться им в более широком частотном диапазоне и, кроме того, снижается вероятность выхода из строя высоковольтного транзистора [1,2]. Проведенные эксперименты подтвердили, что транзистор КТ839А с переключательным транзистором КТ972А в его эмиттерной цепи хорошо работает даже на частоте 120 кГц. Другое достоинство блока питания — возможность применения его в широком диапазоне выходного тока.

Основные технические характеристики

  • Номинальная выходная мощность, Вт
  • 50
  • Максимальная выходная мощность, Вт
  • 95
  • Частота преобразования, кГц:
  • при номинальной выходной мощности 30
    на холостом ходу 70
  • Входное напряжение, В
  • 170…250
  • Выходное напряжение, В:
  • канала +12В 11.8…12.2
    канала -12В
    -11. 8…-12.2
    канала +5В 4,8…6,0
  • Выходной ток, А:
  • канала +12В 0…2
    канала -12В 0…0,4
    канала +5В (без резистора R15) 0,5…3,5
  • Выходное сопротивление, Ом, при I+5=3,5 А, I+12=2А, I-12=0 А:
  • канала +5В 0,15
    канала +12В 0,02
  • Размах пульсаций, мВ, при I+5=3,5 А, I+12=2А, I
    -12
    =0 А:
  • канала +5В на f=30 кГц и f=100 Гц 30
    канала +12В на f=30 кГц и f=100 Гц соответственно 20 и 30
  • Относительный коэффициент нестабильности по входному напряжению (входное напряжение 170. ..250 В) (DUвыхUвх/(DUвхUвых):
  • канала +12В 0,01
    канала +5В 0,05

    Устройство представляет собой однотактный преобразователь напряжения с обратным включением выпрямительного диода [2]. Выходное напряжение каналов блока стабилизируется изменением длительности открытого состояния транзисторов электронного коммутатора.

    Основные узлы блока источника питания: выпрямитель сетевого напряжения с фильтром, однотактный преобразователь с выходными фильтрами, широтно-импульсный регулятор, усилитель рассогласования и вспомогательный импульсный стабилизатор.

    Сетевое напряжение проходит через помехоподавляющий фильтр, образованный дросселями L1, L2 и конденсаторами С1, С2, выпрямляется диодным мостом VD1-VD4 и через резистор R1 выпрямленное напряжение поступает на сглаживающий конденсатор С7. Конденсаторы С3-С6 ослабляют проникновение в сеть помех, а резистор R1 ограничивает бросок входного тока в момент включения блока питания. Преобразователь запускается примерно спустя 0,1 с после подключения блока к сети, что несколько облегчает работу выпрямителя.

    Основные компоненты преобразователя — импульсный трансформатор Т1, мощный высоковольтный коммутатор на транзисторах КТ839А (VT1) и КТ972А (VT2), выпрямители и выходные фильтры. Транзистор КТ839А (с большим максимально допустимым напряжением коллектор»эмиттер) открывается и закрывается замыканием и размыканием его эмиттерной цепи быстродействующим транзистором КТ972А, что предотвращает возникновение вторичного пробоя и уменьшает длительность переключения эмиттерного транзистора. Именно это и позволяет изменять выходное напряжение в широком интервале без переделки импульсного трансформатора.

    Резисторы R11 и R12, общее сопротивление которых 0,5 Ом, служат датчиком тока преобразователя. Когда транзистор VT1 закрывается, ток его коллектора через диод VD6, стабилитрон VD5 и конденсатор С8 замыкается на минусовый вывод выпрямительного моста VD1-VD4.

    Диоды VD13-VD15 — выпрямители импульсного напряжения вторичных обмоток III, IV и V трансформатора Т1. Пульсации выходных напряжений выпрямителей сглаживают конденсаторы С13-С18 и LC-фильтры L5C21, L6C22. Резистор R15, подключенный к выходу канала +5 В, предотвращает чрезмерное повышение напряжения на нем при загрузке канала +12 В. Благодаря этому резистору напряжение на выходе канала +5 В без нагрузки не превышает 6 В, безопасного для микросхем компьютера, при токе нагрузки канала +12 В до 2,5 А. Напряжение канала -12 В стабилизируется микросхемным стабилизатором DA2.

    Усилитель рассогласования подключен к выходу канала +12 В. Источником образцового напряжения служит выход стабилизатора DA2. Транзистор VT4 усиливает сигнал ошибки. Нагрузкой транзистора служит светодиод оптрона U1, а диод VD17 защищает его эмиттерный переход. При напряжении на выходе канала +12 В более 12 В светодиод оптрона включается и тем самым увеличивает ток, текущий через фототранзистор оптрона.

    Открытое состояние транзистора VT1 коммутатора определяется длительностью зарядки конденсатора С11 (примерно от -4 до +1 В) током фототранзистора оптрона. Чем больше значение этого тока, тем быстрее заряжается конденсатор С11 и тем меньше времени транзистор VT1 находится в открытом состоянии.

    После подключения блока питания к сети начинает заряжаться и конденсатор С8 (через резистор R2 и диод VD6). Когда напряжение на нем достигает 4,5 В, ток, протекающий через резистор R6, стабилитрон VD12, эмиттерный переход транзистора VT2, резисторы R11, R12, а также через резисторы R6, R5, эмиттерный переход транзистора VT1, транзистор VT2 и резисторы R11, R12, переводит коммутирующие транзисторы в активный режим работы. Сигнал положительной обратной связи между обмотками I и II трансформатора Т1 через диод VD7, конденсатор С10 и резисторы R5, R7 быстро открывает коммутирующие транзисторы. Начинается накопление энергии магнитного поля в магнитопроводе трансформатора Т1. Через некоторый промежуток времени транзистор VT3 открывается и закрывает транзистор VT2, а следовательно, и транзистор VT1.

    При этом транзистор VT3 суммирует напряжения, поступающие на его базу с датчика тока R11R12 и конденсатора С11. В момент запуска или в случае перегрузки преобразователя, когда падение напряжения на резисторах R11, R12 превышает 1 В, транзистор VT3 открывается током, протекающим через резистор R10 и диод VD11, благодаря чему устройство выдерживает кратковременные перегрузки. При замыкании любого из его каналов на общий проводник блок питания автоматически переходит в режим ограничения мощности, не выходя из строя. В нормальном режиме функционирования преобразователя момент закрывания коммутирующих транзисторов определяется длительностью зарядки конденсатора С11.

    После закрывания мощных транзисторов полярность напряжения на обмотках импульсного трансформатора сменяется на противоположную, при этом диоды VD13-VD15 оказываются включенными в прямом направлении и выпрямленным током заряжают конденсаторы LCфильтров. Когда значение этого тока окажется близким к нулю, в колебательном контуре, образованном обмоткой I трансформатора Т1, его паразитной емкостью и конденсатором С9, возникают электрические колебания. Первое же из них открывает мощные транзисторы коммутатора — и описанный процесс повторяется.

    Пока транзисторы VT1 и VT2 закрыты, напряжение на нижнем (по схеме) выводе обмотки II трансформатора относительно минусового вывода конденсатора С7 отрицательно и через резистор R8 и диод VD8 надежно удерживает транзистор VT2 в закрытом состоянии. Минимальное напряжение на базе этого транзистора определяется напряжением стабилизации стабилитрона VD12 и напряжением на диоде VD10. Через цепь R8VD9 заряжается и конденсатор С11. А так как катоды диодов VD8 и VD9 объединены, то и напряжение на конденсаторе С12 не может быть меньше, чем на базе транзистора VT2 (т. е. около -4 В).

    Напряжение на выходе канала +12 В стабилизируется методом широтно-импульсного регулирования. Это одновременно стабилизирует и напряжение канала +5 В. Однако, так как импульсный трансформатор, диоды и некоторые другие элементы устройства отнюдь неидеальны, стабильность напряжения на выходе этого канала невысока.

    Поэтому и применен вспомогательный импульсный стабилизатор, который выполняет две функции: обеспечивает каналу +5 В часть тока нагрузки для повышения стабильности напряжения на нем и нагружает канал +12 В, если он не нагружен. Так, при I+5=3A, а I+12=0 A это вспомогательное устройство обеспечивает лишь 30% от всего тока нагрузки канала +5 В, а при I+5=3 A и I+12=2 A он вообще не участвует в работе блока питания.

    В состав вспомогательного стабилизатора входят микросхемный стабилизатор DA1, дроссели L3, L4, конденсатор С19, диод VD16, резистор R14. В нем микросхема DA1 служит электронным переключателем, источником образцового напряжения и усилителем сигнала рассогласования. Дроссель L4 и диод VD16 — необходимые атрибуты импульсного стабилизатора. Возбуждение микросхемы DA1 обеспечивают дроссель L3 и конденсатор С19, а резистор R14, снижающий добротность контура L3C19, предотвращает возникновение высокочастотных колебаний.

    Все элементы блока питания смонтированы на печатной плате размерами 205×105 мм (рис. 2) из односторонне фольгированного стеклотекстолита толщиной 1 мм. Основные параметры резисторов и конденсаторов обозначены на принципиальной схеме устройства. Транзистор КТ839А (VT1) можно заменить на КТ838А, КТ872А, КТ846А, КТ8114В, а КТ972А — на КТ972Б. Вместо транзисторов КТ645Б (VT3) и КТ342БМ (VT4) могут работать аналогичные им транзисторы с коэффициентом передачи тока базы не менее 50. Оптрон АОТ101АС (U1) заменим на АОТ101БС, АОТ127А или АОТ128А.

    Диоды КД212А (VD6,VD7) можно заменить на КД226 или КД411 с любым буквенным индексом, а КД2999В (VD13, VD14) — на другие, с близкими характеристиками, например, серий КД2995, КД2997, КД2999, КД213. Вместо диодов VD1-VD4 выпрямительного моста подойдут КД226Г или в крайнем случае — серии КД243 на обратное напряжение не менее 400 В.

    Через стабилитрон Д814А (VD5) течет значительный ток, что следует учитывать при его замене — допустимый для него ток должен быть не менее 40 мА. Значительные токи текут и через конденсаторы С16-С18, поэтому желательно, чтобы они были серий К50-29, К50-24. Номинальное напряжение конденсаторов С1-С6 (КД-2, К78-2, К73-16 и т. д.) должно быть не менее 400 В, они должны допускать работу с переменной составляющей не менее 350 В на частоте 50 Гц. Конденсатор С9 — К78-2 на номинальное напряжение 1600 В. Остальные детали не критичны к замене.

    Транзистор VT1 устанавливают на теплоотвод с площадью поверхности около 200 см2 , диоды VD13 и VD14 — на теплоотводы площадью 45 и 35 см2 соответственно, а стабилизатор DA2 — на теплоотвод площадью 70 см2 .

    Трансформатор Т1 выполнен на магнитопроводе Ш12×15 из феррита 2000НМ, с немагнитным зазором 0,5 мм. Обмотка I содержит 160 витков провода ПЭВ-2 0,47, сложенного вдвое. Обмотка II — 4 витка такого же провода, но сложенного втрое. Для улучшения магнитной связи обмотки III и IV выполнены медной лентой толщиной 0,2, шириной 27 мм и содержат по 3 витка. Медную ленту можно заменить проводом ПЭВ-1 0,8, сложенным втрое. Обмотка V содержит 8 витков провода ПЭВ-1 0,4, сложенного вчетверо.

    Дроссели L1 и L2 намотаны на общем магнитопроводе типоразмера К20x10x5 из феррита 2000НМ и содержат по 35 витков провода ПЭВ-1 0,4 каждый. Магнитопроводами дросселей L5 и L6 служат отрезки стержня из феррита М400НН диаметром 8 и длиной 20 мм; каждый из них содержит по 15 витков. Дроссель L4, выполненный в броневом магнитопроводе Б30 из феррита 2000НМ (с немагнитным зазором 0,5 мм), содержит 35 витков провода ПЭВ-1 0,8.

    Безошибочно смонтированный блок питания, как правило, начинает работать без предварительного налаживания. Но, в порядке страховки, первое подключение к сети желательно произвести через лампу накаливания мощностью 15…25 Вт, рассчитанную на напряжение 220 В. Как только преобразователь запустится, переменным резистором R18 надо установить на выходе канала +12 В соответствующее ему напряжение.

    Если требования к питающему напряжению канала +5 В более жесткие (или необходим больший выходной ток), усилитель рассогласования следует подключить к выходу канала +5 В. Для этого верхние (по схеме) выводы резисторов R16 и R17 надо подключить к выходному проводнику канала +5 В, например, к плюсовому выводу конденсатора С17, а также уменьшить сопротивление резистора R16 до 300 Ом, а резистора R17 — до 1,5 кОм. Cтабилизатор DA1, дроссели L3 и L4, резистор R14, конденсатор С19 и диод VD16 при этом исключаются. Однако после такой переделки напряжение на выходе канала +12 В с увеличением тока канала +5 В будет также увеличиваться, поэтому напряжение этого канала придется дополнительно стабилизировать (например, используя микросхему КР142ЕН8Б).

    Нежелательное повышение напряжения на выходе канала +5 В можно предотвратить, подключив параллельно конденсатору С17 второй светодиод оптрона U1 через стабилитрон КС156А и резистор сопротивлением 180…200 Ом. При этом выводы 6 и 7, а также выводы 5 и 8 оптрона должны быть объединены. Это не только защитит блок питания от превышения выходного напряжения, но и повысит надежность его работы, так как в этом случае цепь обратной связи окажется дублированной.

    Описанное устройство применимо для питания многих других радиолюбительских конструкций, например, усилителей мощности ЗЧ. Надо лишь, учитывая особенности конкретного радиотехнического устройства, перестроить вторичную часть блока питания. А изменение в 1,5 раза выходного напряжения достигается регулированием уровня сигнала обратной связи обмотки II трансформатора Т1.

    Конкретный пример. Для питания усилителя мощности на базе микросхемы К174УН19 необходим источник двуполярного напряжения +/-15 В. В таком случае вторичную часть описанного блока питания можно собрать по схеме, приведенной на рис. 3. Обмотки III и IV трансформатора Т1 содержат по 7 витков медной ленты толщиной 0,1 и шириной 27 мм или провода ПЭВ-1 0,8, сложенного втрое. Намотку обеих обмоток выполняют одновременно. Выводы 6 и 7, а также 5 и 8 оптрона U1 должны быть объединены.

    Радио №11, 1998г.

    Литература

    1. Поликарпов А. Г., Сергиенко Е. Ф. Однотактные преобразователи напряжения в устройствах электропитания РЭА. — М.: Радио и связь, 1989.

    2. Сергеев Б. С. Схемотехника функциональных узлов источников вторичного электропитания. — М: Радио и связь, 1992





    Схемы включения транзистора и их характеристики: схемы, ВАХ. формулы, подключение

    Рассмотрим характерные схемы включения транзистора и соответствующие характеристики.

    Приведенная схема включения транзистора в электрическую цепь называется схемой с общей базой, так как база является общим электродом для источников напряжения. Изобразим ее с использованием условного графического обозначения транзистора (рис. 1.56).

    Транзисторы традиционно характеризуют их так называемыми входными и выходными характеристиками. Для схемы с общей базой входной характеристикой называют зависимость тока iэ от напряжения и 6э при заданном напряжении uбэ, т. е. зависимость вида iэ= f (uбэ) |uкэ= const, где f — некоторая функция.

    Васильев Дмитрий Петрович

    Профессор электротехники СПбГПУ

    Задать вопрос

    Входной характеристикой называют и график соответствующей зависимости (это справедливо и для других характеристик).

    Выходной характеристикой для схемы с общей базой называют зависимость тока iк от напряжения uкб при заданном токе iэ, т. е. зависимость вида iк = f (uкб) |iэ= const, где f — некоторая функция.

    Каждая входная характеристика в значительной степени определяется характеристикой эмиттерного перехода и поэтому аналогична характеристике диода. Изобразим входные характеристики кремниевого транзистора КТ603А (максимальный постоянный ток коллектора — 300 мА, максимальное постоянное напряжение коллектор-база — 30

    B при t < 70° С) (рис. 1.57) . Сдвиг характеристик влево при увеличении напряжения uкб объясняется проявлением так называемого эффекта Эрли (эффекта модуляции толщины базы).

    Указанный эффект состоит в том, что при увеличении напряжения uкб коллекторный переход расширяется (как и всякий обратно смещенный p-n-переход). Если концентрация атомов примеси в базе меньше концентрации атомов примеси в коллекторе, то расширение коллекторного перехода осуществляется в основном за счет базы. В любом случае толщина базы уменьшается. Уменьшение толщины базы и соответствующее уменьшение ее сопротивления приводит к тому, что при неизменном токе iэ напряжение uбэ уменьшается.

    Абрамян Евгений Павлович

    Доцент кафедры электротехники СПбГПУ

    Задать вопрос

    Как было отмечено при рассмотрении диода, при малом по модулю обратном напряжении на p-n-переходе это напряжение влияет на ширину перехода больше, чем при большом напряжении. Поэтому различные входные характеристики, соответствующие различным напряжениям uкб, независимо от типа транзистора практически сливаются, если uкб > 5 В (или даже если uкб> 2 В).

    Входные характеристики часто характеризуют дифференциальным сопротивлением rдиф, определяемым аналогично дифференциальному сопротивлению диода.

    Изобразим выходные характеристики для транзистора КТ603А (рис. 1.58).

    Это соотношение сохраняется даже при uкб= 0 (если ток эмиттера достаточно велик), так как и в этом случае большинство электронов, инжектированных в базу, захватывается электрическим полем коллекторного перехода и переносится в коллектор.

    Абрамян Евгений Павлович

    Доцент кафедры электротехники СПбГПУ

    Задать вопрос

    Только если коллекторный переход смещают в прямом направлении ( uкб

    Режим, соответствующий первому квадранту характеристик (uкб> 0, iк > 0, причем ток эмиттера достаточно велик), называют активным режимом работы транзистора. На координатной плоскости ему соответствует так называемая область активной работы.

    Режим, соответствующий второму квадранту (uкб< 0), называют режимом насыщения. Ему соответствует область насыщения.

    Обратный ток коллектора iкомал (для КТ603Аiко < 10 мкА при t < 25°С). Поэтому выходная характеристика, соответствующая равенствам iэ= 0ik- αст ·iэ+iко=iко,практически сливается с осью напряжений.

    При увеличении температуры ток iко возрастает (для КТ603 i ко ~ 100 мкА при t < 85° С) и все выходные характеристики несколько смещаются вверх.

    Режим работы транзистора, соответствующий токам коллектора, сравнимым с током i ко, называют режимом отсечки. Соответствующую область характеристик вблизи оси напряжений называют областью отсечки.

    В активном режиме напряжение  u кби мощность Pк= iк ·uкб, выделяющаяся в виде тепла в коллекторном переходе, могут быть значительны. Чтобы транзистор не перегрелся, должно выполняться неравенство Рк < Рк макс где Рк макс — максимально допустимая мощность (для КТ603А Рк мак c= 500 мВт при t < 50° С).

    График зависимости iк = Рк макс / uкб (гипербола) изображен на выходных характеристиках пунктиром.

    Таким образом, в активном режиме эмиттерный переход смещен в прямом направлении, а коллекторный — в обратном. В режиме насыщения оба перехода смещены в прямом направлении, в режиме отсечки коллекторный переход смещен в обратном направлении, а эмиттерный или смещен в обратном направлении, или находится под очень малым прямым напряжением.

    Транзистор часто характеризуют так называемым дифференциальным коэффициентом передачи эмиттерного тока α, который определяется выражением α= dik / di э| ik–заданный, uкб= const.

    Для приращения тока коллектора ∆iк и приращения тока эмиттера ∆iэ можно записать: ∆iк ≈ α · ∆iэ

    Коэффициент α несколько изменяется при изменении режима работы транзистора. Важно учитывать, что у различных (вполне годных) экземпляров транзистора одного и того же типа коэффициента может заметно отличаться. Для транзистора КТ603А при t = 25° С α = 0,909 … 0,988.

    Абрамян Евгений Павлович

    Доцент кафедры электротехники СПбГПУ

    Задать вопрос

    Наличие наклона выходных характеристик, отражающее факт увеличения тока коллектора при заданном токе эмиттера при увеличении напряжения uкб, объясняется проявлением эффекта Эрли: при уменьшении толщины базы все большее количество электронов, инжектированных эмиттером, переходит в коллектор.

    Наклон выходных характеристик численно определяют так называемым дифференциальным сопротивлением коллекторного перехода (с учетом эффекта Эрли): rк=duкб/diэ|uкб– аданный, iэ=constiк=αст· iэ+ iко+ 1/rк· uкб

    Схема с общим эмиттером

    Очень часто транзистор характеризуют характеристиками, соответствующими схеме, представленной на рис. 1.59. Эту схему называют схемой с общий эмиттером, так как эмиттер является общим электродом для источников напряжения.

    Для этой схемы входной характеристикой называют зависимость тока iб от напряжения uбэ при заданном напряжении uкэ , т. е. зависимость вида iб= f (uбэ) |кэ = const , где f — некоторая функция.

    Выходной характеристикой называют зависимость тока iк от напряжения uкэ при заданном токе iб, т. е. зависимость вида i к = f (u кэ ) |б = const,где f — некоторая функция.

    Очень важно уяснить следующих два факта.

    1. Характеристики для схемы с общим эмиттером не отражают никакие новые физические эффекты по сравнению с характеристиками для схемы с общей базой и не несут никакой принципиально новой информации о свойствах транзистора. Для объяснения особенностей характеристик с общим эмиттером не нужна никакая информация кроме той, что необходима для объяснения особенностей характеристик схемы с общей базой. Тем не менее характеристики для схемы с общим эмиттером очень широко используют на практике (и приводят в справочниках), так как ими удобно пользоваться.
    2. При расчетах на компьютерах моделирующие программы вообще никак не учитывают то, по какой схеме включен транзистор. Программы используют математические модели транзисторов, являющиеся едиными для всевозможных схем включения. Тем не менее, очень полезно уметь определить тип схемы включения транзистора. Это облегчает понимание принципа работы схемы.

    Входные характеристики для схемы с общим эмиттером.

    Изобразим характеристики уже рассмотренного транзистора КТ603А (рис. 1.60).

    Теперь эффект Эрли проявляется в том, что при увеличении напряжения uкэ характеристики сдвигаются вправо. Дифференциальное сопротивление теперь определяется выражением rдиф= (duбэ/diб) |iб– заданный , uкэ= const

    Выходные характеристики для схемы с общим эмиттером

    Изобразим эти характеристики для транзистора КТ603А (рис. 1.61).

    Обратимся к ранее полученному выражению iк=αст·iэ+iко В соответствии с первым законом Кирхгофа iэ=iк+iб и с учетом предыдущего выражения получим iкαст· (iк+iб) +iко откуда iк=αст/ (1 -αст) ·iб+ 1 / (1 -αст) ·iко

    Введем обозначение: βст ≡ αст / (1- αст )

    Коэффициент αст называют статическим коэффициентом передачи базового тока. Его величина обычно составляет десятки — сотни (это безразмерный коэффициент).

    Легко заметить, что 1 / (1 -αст) = βст + 1 Введем обозначение i′ко ≡ (βст + 1) ·iко В итоге получаемiк= βст ·iб+i′ко Это выражение в первом приближении описывает выходные характеристики в области активной работы, не учитывая наклона характеристик.

    Для учета наклона выражение записывают в виде iк= βст ·iб+i′ко +uкб· ( 1 /r′к ),гдеr′к =duкэ/diк|uкэ – заданное, iб=const

    В первом приближении r′к = ( 1 / 1 + β) · rк (сопротивление rк определено выше). Часто пользуются так называемым дифференциальным коэффициентом передачи базового тока β.

    Для приращения тока коллектора ∆iк и тока базы ∆iб можно записать:

    ∆iк ≈ β · ∆ iб

    По определению β=diк/diб|iк – заданный, uкэ=const

    Для транзистора КТ603А при t = 25°С β = 10…80.

    Величина β зависит от режима работы транзистора. Приведем типичный график зависимости β от тока эмиттера (он практически равен току коллектора) для uкб= 2 В (рис. 1.62).

    Для нормальной работы транзистора на постоянном токе, кроме рассмотренного выше условия Pк< Рк макс, должны выполняться условия iк<iк максиuкэ≤u кэ макс где iк макси u кэ макс — соответственно максимально допустимый постоянный ток коллектора и максимально допустимое постоянное напряжение между коллектором и эмиттером.

    Для рассмотренного выше транзистора КТ603А iк макс= 300 мА,uкэ макс = 30 В (при t < 70° С).

    Изобразим схематически на выходных характеристиках для схемы с общим эмиттером так называемую область безопасной работы, в которой указанные условия выполняются (рис. 1.63).

    Обычно допустимо предполагать (с той или иной погрешностью), что выходные характеристики для схемы с общим эмиттером расположены на отрезках прямых, расходящихся веерообразно из одной точки на оси напряжений (рис. 1.64).

    Напряжение Uэ (это положительная величина) называют напряжением Эрли. Для транзистора КТ603А Uэ ~ 40 В.

    Инверсное включение транзистора

    Васильев Дмитрий Петрович

    Профессор электротехники СПбГПУ

    Задать вопрос

    Иногда транзистор работает в таком режиме, что коллекторный переход смещен в прямом направлении, а эмиттерный — в обратном. При этом коллектор играет роль эмиттера, а эмиттер — роль коллектора. Это так называемый инверсный режим. Ему соответствует так называемый инверсный коэффициент передачи базового тока βi. Из-за отмеченных выше несимметрии структуры транзистора и различия в концентрациях примесей в слоях полупроводника обычно βi >1.

    Изобразим выходные характеристики для схемы с общим эмиттером и для прямого, и для инверсного включения (рис. 1.65).

    Эмиттерный усилитель — схемы, характеристики, формулы, как устроен и работает

    Рассмотрим RC-усилитель, в котором транзистор включен по схеме с общим эмиттером и используется эмиттерная стабилизация начального режима работы (рис. 2.18).

    Конденсатор С1 называемый разделительным, препятствует связи по постоянному току источника входного сигнала с усилителем, что может вызвать нарушение режима работы транзистора по постоянному току.

    Абрамян Евгений Павлович

    Доцент кафедры электротехники СПбГПУ

    Задать вопрос

    Конденсатор С2, также называемый разделительным, служит для разделения выходной коллекторной цепи от внешней нагрузки по постоянному току. Конденсатор Сэ обеспечивает увеличение коэффициента усиления усилителя по напряжению, так как уменьшает амплитуду переменной составляющей напряжения uкэ (говорят, что конденсатор Сэ ликвидирует отрицательную обратную связь на переменном токе).

    Легко заметить, что для рассматриваемой схемы линия нагрузки на постоянном токе (ЛН, при uвх = 0) описывается следующим выражением, полученным при замене тока эмиттера током коллектора (так как iэ = iк): iк= − [1 / (Rк+Rэ)] ·uкэ+ [1 / (Rк+Rэ)] ·Eк

    Пусть параметры элементов схемы таковы, что в начальном режиме работы iб = iб2. Соответствующее положение начальной рабочей точки указано на рис. 2.19.

    На основании приведенного выше краткого анализа схемы с эмиттерной стабилизацией получаем uR2≈Eк·R2/ (R1+R2)uRэ=uR2–uбэiэ=uRэ/Rэ≈ [Eк·R2/ (R1+R2) −uбэ] /Rэ

    При расчетах часто принимают, что uбэ = 0,6…0,7 В (для кремниевых транзисторов). Пренебрегая током Íко, получаем iк = βст · iб 

    Учитывая, что iэ = iк + iб, получаем iб = iэ / (1+ βст )

    Отсюда следует, что в схеме с эмиттерной стабилизацией ток базы непосредственно зависит от того, какое значение коэффициента βст будет иметь конкретный используемый транзистор. Если значение коэффициента βст окажется большим, то ток базы будет малым, и наоборот.

    Предположим, что напряжение питания Ек задано и требуется обеспечить начальный режим работы при заданном начальном токе Iкн.

    Изложим порядок предварительного определения величин Rэ, R1 и R2.

    Напряжение u Rэ выбирают из соотношения u Rэ= ( 0,1 … 0,3) · Ек

    Затем, учитывая, что iэ ~ iк, определяют Rэ:Rэ =uRэ/Iкн

    Определяют максимальный ток базы iбmax, соответствующий минимальному значению βmin, коэффициента β: iбmax=Iкн/ βmin

    Выбирают ток iдел делителя напряжения на резисторах R1 и R2, протекающий при отключении базы транзистора от делителя. При этом пользуются соотношениемiдел = (8 … 10) · iбmax

    Находят сумму сопротивлений R1 + R2: R1 + R2 = Ек / iдел

    Определяют напряжение uR2=uRэ+uбэ

    При этом считают, что uбэ= (0,6…0,7) В.

    Определяют R2 =uR2/ iдел 

    Используя вычисленное выше значение суммы ( R1 + R2), получают R1 = ( R1 + R2 ) − R2

    Изложенный порядок расчета величин Rэ, R1 и R2, a также другие подобные методики расчета электронных схем до применения математического моделирования составляли основу ручного проектирования устройств электроники. После подобных расчетов из конкретных электрорадиоэлементов изготавливали макет устройства и в результате его практического исследования уточняли значения параметров элементов схемы (к примеру, определяли действительно необходимое значение Rэ).

    В настоящее время значение подобных расчетов состоит в том, что они:

    • во-первых, помогают уяснить взаимосвязь различных параметров элементов электронной схемы, т. е. позволяют более глубоко проникнуть в сущность явлений, имеющих место в этой схеме;
    • во-вторых, позволяют получить предварительные, ориентировочные значения параметров элементов, которые используются при математическом моделировании для определения окончательных значений.

    Проведем анализ усилителя с эмиттерной стабилизацией. Поскольку в данной схеме действуют одновременно постоянные и переменные напряжения, то осуществляют анализ схемы сначала по постоянному току, а затем по переменному.

    Но для этого вначале изображают эквивалентную схему замещения усилителя, заменяя транзистор его эквивалентной схемой замещения.

    Для упрощения анализа часто в эквивалентной схеме замещения транзистора источником тока Íко и резистором ŕк пренебрегают, так как ŕк велико ( ŕк → ∞), а Íко мало ( Íко → 0). Получают эквивалентную схему замещения усилителя (рис. 2.20).

    Параметры элементов усилителя (в частности, емкости конденсаторов С1, С2 и Сэ) выбирают таким образом, чтобы в области средних частот переменные составляющие напряжений на конденсаторах С1, С2 и Сэ были пренебрежимо малы.

    Полезно отметить, что амплитуды указанных переменных составляющих зависят не только от емкостей С12 и Сэ.

    В соответствии с изложенным в линейной эквивалентной схеме для средних частот сопротивлениями указанных конденсаторов пренебрегают.

    Васильев Дмитрий Петрович

    Профессор электротехники СПбГПУ

    Задать вопрос

    Транзистор для усилителя выбирают таким образом, чтобы в области средних частот ухудшение его усилительных свойств при увеличении частоты было незначительным. Если обратиться к комплексному коэффициенту β, то сказанное означает, что выбирают транзистор с такой предельной частотой fпред, которая не меньше наибольшей частоты из области средних частот. Поэтому в линейной эквивалентной схеме усилителя для средних частот не используют емкости транзистора, а коэффициент β считают вещественным и постоянным.

    В соответствии с изложенным, а также с целью упрощения расчетов, в эквивалентной схеме транзистора оставлены только резисторы с сопротивлением rб, rэ и источник тока, управляемый током β · iб.

    Поскольку нас интересуют только переменные составляющие токов и напряжений, то величиной Ек и сопротивлением источника питания Ек пренебрегают. Будем считать, что Rr = 0 и влиянием резисторов R1 и R2 на коэффициент усиления переменного сигнала uвх можно пренебречь.

    Рассмотрим линейную эквивалентную схему для средних частот, изображенную на рис. 2.21.

    Ценность этой схемы не ограничивается тем, что она позволяет выполнить ручной расчет режима усиления. Еще более важно то, что эта схема помогает уяснить влияние параметров различных элементов усилителя на способность усиливать входной сигнал. Из этой схемы хорошо видно, что для переменных составляющих токов и напряжений резисторы Rк и Rн включены параллельно. При ручных графических расчетах этот факт находит отражение в том, что на выходных характеристиках строят так называемую линию нагрузки на переменном токе ЛН, наклон которой определяется величиной Rк //Rн = Rк · Rн / ( Rк + Rн )

    Выше указывалось, что наклон линии нагрузки на постоянном токе ЛН определяется величиной Rк + Rн. Именно по линии ЛН перемещается рабочая точка РТ (не НРТ!), характеризующая режим работы усилителя при наличии переменного входного сигнала uвх. На рис. 2.22 указана амплитуда Uнт напряжения на нагрузке uн, равная амплитуде переменной составляющей напряжения uкэ, и соответствующие предельные точки k и e на линии ЛН. При этом предполагается, что ток базы изменяется в пределах от i61 до iб3. Изобразим временные диаграммы, характеризующие работу усилителя (рис. 2.23).

    Обратим внимание на тот факт, что выходной сигнал uн сдвинут относительно входного u вх на 180 градусов, т. е. RС-усилитель инвертирует сигнал по фазе. Иногда этот факт подчеркивают тем, что считают коэффициент усиления по напряжению отрицательной величиной.

    Коэффициент усиления усилителя по напряжению Ки является одним из наиболее важных параметров усилителя. При условии, что R r= 0, коэффициент Ки определяется выражением Ки = Uн.m / Uвх.m где Uвх.m — амплитуда входного напряжения u вх. Обратимся к линейной эквивалентной схеме для средних частот (рис. 2.21). Обозначим через Iб m амплитуду переменной составляющей iб − тока базы. Тогда амплитуда Iэm переменной составляющей тока эмиттера iэ равна ( 1 + β ) ·Iбm, а величина Uвх. m определяется выражением Uвх.m=Iбm·rб+ ( 1 + β ) ·Iбm·rэ=Iбm· [rб+ ( 1 + β ) · rэ ]

    Величина Uн.m определяется выражением Uн.m = β ·Iбm· ( Rк · Rн ) / ( Rк+ Rн )

    С учетом выражений для Uвх.m и Uн.m получим Ки = [ β ·Rк·Rн/ (Rк+Rн) ] / [rб+ ( 1 + β ) ·rэ]

    Обозначим через rд.оэ входное дифференциальное сопротивление транзистора для схемы с общим эмиттером. Очевидно, что rд.оэ = rб + ( 1 + β ) · rэ

    В соответствии с этим можно записать: Ки = [ β ·Rк·Rн/ (Rк+Rн) ] /rд.оэ

    Важными параметрами усилителя являются его входное и выходное сопротивления. Из линейной эквивалентной схемы, соответствующей принятым допущениям, хорошо видно, что входное сопротивление усилителя фактически является входным дифференциальным сопротивлением транзистора для схемы с общим эмиттером (rд. оэ). Очевидно и то, что выходное сопротивление усилителя равно величине Rк.

    Коэффициент усиления по току Кi определяют выражением

    Кi = Iн.m/Iвх.mгдеIвх.m,Iн.m — соответственно амплитуды тока источника входного сигнала и тока нагрузки.

    В соответствии с принятыми допущениями Iвх.m=Iбm. Легко заметить, что Iн.m= β ·Iбm· [Rк·Rн/ (Rк+Rн) ] /Rн С учетом этого получим Кi = β ·Rк/ (Rк+Rн)

    АЧХ и ФЧХ усилителя аналогичны типовым характеристикам, рассмотренным в предыдущих статьях.Спад АЧХ в области низких частот обусловлен уменьшением коэффициента усиления усилителя за счет увеличения реактивного сопротивления емкостей С1, С2, Сэ. Спад АЧХ в области высоких частот обусловлен ограниченными частотными свойствами транзистора.

    Как работает усилительный каскад на транзисторе, начинающим

    Что такое транзисторный усилительный каскад и как он работает, примеры схем усилительных каскадов на транзисторе. В любой аналоговой электронной технике применяются усилительные каскады на транзисторах, как самостоятельные, так и в составе микросхем. И так, из школьного курса физики, мы знаем что биполярные транзисторы бывают структур P-N-P и N-P-N.

    Вдаваться в подробности строения кристалла мы здесь не будем. Лучше разберемся что это нам дает. Так вот, питание биполярного транзистора P-N-P подается плюсом на его эмиттер, а минусом на его коллектор. И некоторое отрицательное, относительно эмиттера, напряжение смещения подается на его базу.

    А вот питание биполярного транзистора N-P-N, совсем наоборот, — подается минусом на его эмиттер, а плюсом на его коллектор, и некоторое положительные, относительно эмиттера, напряжение смещение на его базу. Здесь будем рассматривать усилительные каскады на транзисторах структуры N-P-N.

    Потому что такие каскады сейчас наиболее распространены, — почти вся современная аппаратура имеет общий минус, а питается положительным напряжением относительно общего минуса. Все что здесь будет сказано в отношении транзистора N-P-N применимо и к транзистору P-N-P, только все напряжения будут в обратной полярности.

    Простейшие схемы усилительных каскадов на транзисторах

    На рисунках 1 и 2 показаны простейшие схемы резистивных усилительных каскадов на транзисторах, включенных по схеме с общим эмиттером (ОЭ). Схема с общим эмиттером позволяет усиливать как ток, так и напряжение сигнала.

    Рис. 1. Простейшая схема резистивного усилительного каскада на транзисторе с общим эмиттером (ОЭ).

    Рис. 2. Еще одна схема резистивного усилительного каскада на транзисторе с общим эмиттером (ОЭ).

    Есть два основных способа подачи напряжения смещения на базу транзистора в схеме с ОЭ. В схеме на рисунке 1 напряжение на базу подается через резистор R6, при этом само напряжение на базе зависит от делителя, состоящего из R6 и внутреннего сопротивления база-эмиттер транзистора.

    В такой схеме для получения нужного напряжения смещения R6 имеет обычно большое сопротивление. Такой тип смещения называют смещением, фиксированным током базы.

    На рисунке 2 напряжение базового смещения создается делителем из резисторов Rб1 и Rб2. В такой схеме сопротивление базовых резисторов может быть значительно меньше.

    Это интересно тем, что изменение сопротивления эмиттер-база под действием изменения температуры в меньшей степени влияет на напряжение на базе транзистора. Такой каскад более термостабилен.

    Кроме того меньше влияния на рабочую точку транзистора изменений в кристалле транзистора от старения, или при замене неисправного транзистора другим. Такой тип смещения называется фиксированным напряжением база-эмиттер.

    Недостаток схемы на рис.2 в том, что входное сопротивление такого каскада значительно ниже, чем в схеме по рис.1. Но это важно, только если нужно большое входное сопротивление.

    Разные экземпляры даже однотипных транзисторов могут существенно отличаться своими статическими параметрами, кроме того, есть и зависимость от температуры, поэтому желательно чтобы в усилительном каскаде была стабилизация режима работы транзистора.

    Проще всего это сделать введением в каскад отрицательной обратной связи (ООС) по постоянному току, так, чтобы изменения входного тока или напряжения, к которым приводит работа ООС, противодействовали влиянию дестабилизирующих факторов.

    Коллекторная стабилизация режима работы транзистора

    На рисунке 3 показана схема коллекторной стабилизации режима работы транзистора. Обратите внимание, — каскад очень похож на схему на рис.1, но базовый резистор R6 подключен не к плюсу источника питания (+Uп), а к коллектору транзистора. Теперь получается, что напряжение смещения на базе транзистора зависит от напряжения на его коллекторе.

    Которое, в свою очередь, зависит от напряжения на базе. И если по какой-то причине напряжение на коллекторе изменится, то и напряжение на базе изменится таким образом, что необходимая рабочая точка каскада будет восстановлена.

    Рис. 3. Схема коллекторной стабилизации режима работы транзистора.

    Эмиттерная стабилизация режима работы транзистора

    Более высокой стабильности можно достигнуть применив эмиттерную стабилизацию режима работы транзистора (рис. 4). Здесь стабильность повышается при увеличении сопротивления Rэ и уменьшении сопротивлений Rб1 и Rб2.

    Однако и слишком большим сопротивление Rэ выбирать не следует, потому что при этом напряжение коллектор-эмиттер может оказаться слишком малым.

    Не стоит увлекаться и сильным уменьшением сопротивлений R61 и R62, потому что при очень малых их величинах не только увеличивается ток потребления, но и, что гораздо важнее, очень сильно снижается входное сопротивление.

    Рис. 4. Эмиттерная стабилизация режима работы транзистора.

    Чтобы снизить влияние ООС на переменный ток вводится конденсатор Сэ. Как известно, конденсатор имеет реактивное сопротивление, и постоянный ток через него не проходит, но проходит переменный. В результате переменный ток «обтекает» резистор Rэ через реактивное сопротивление Сэ.

    И результирующее сопротивление в цепи эмиттера по переменному току оказывается значительно ниже, чем по постоянному. Поэтому ООС по переменному току значительно меньше, чем по постоянному.

    Каскад с общим коллектором

    Схема каскада с общим коллектором (рис.5.) обеспечивает усиление входного сигнала только по току.

    Такие каскады называются эмиттерными повторителями, потому что по напряжению они не усиливают сигнал, а только повторяют его (было на входе 0,5V, и на выходе тоже будет 0,5V).

    Но сила тока на выходе через нагрузку будет больше.

    Они применяются тогда, когда нужно получить большое входное сопротивление. Отличие каскада с ОК (общим коллектором) от каскада ОЭ (общим эмиттером) в том, что в схеме с ОК выходной сигнал снимается с эмиттера. При этом сигнал не усиливается по напряжению и не инвертируется.

    Рис. 5. Схема каскада с общим коллектором.

    В схеме же с ОЭ сигнал инвертируется. Это демонстрируется на рисунках изображениями синусоид у входа и выхода каскадов. В схеме с ОЭ выходная синусоида противофазна входной. В схеме с ОК — они синфазны.

    РК-02-18.

    Датчики с транзисторным выходом PNP/NPN, схема подключения, разница и отличия

        Среди всех используемых в промышленности датчиков до сих пор превалируют дискретные, т. е. имеющие два состояния выходного сигнала – включен/выключен (иначе – 0 либо 1). В основном подобные датчики используются для определения некоторых конечных положений, и принцип действия может быть любым – индуктивным, оптическим, емкостным и так далее.

        Все подобные датчики объединяет одна характеристика – схемотехника выхода. Основных вариантов здесь два:

    — релейный выход основывается, очевидно, на использовании реле. Схема питания датчика при этом гальванически развязана с выходом, что даёт возможность использовать такие датчики для коммутации высокого напряжения.

    — транзисторный выход использует PNP либо NPN транзистор на выходе и подключает соответственно плюсовой либо минусовой провод.

         Немного теории. Транзисторы PNP и NPN относятся к категории биполярных и имеют три вывода: коллектор, база и эмиттер. Сам транзистор состоит из трёх частей, называемых областями, разделенных двумя p-n переходами. Соответственно, транзистор PNP имеет две области P и одну область N, а NPN, соответственно, две N и одну P. Направление протекания тока также разное:

    — для PNP при подаче напряжения на эмиттер ток протекает от эмиттера к коллектору;

    — для NPN подача напряжения на коллектор вызывает протекание тока от коллектора к эмиттеру.

        Это обуславливает необходимость подключения питания с прямой полярностью относительно общих клемм для транзисторов NPN, и обратной – для PNP.

        Любой биполярный транзистор работает по принципу управления током базы для регулирования тока между эмиттером и коллектором. Единственное различие в принципе работы транзисторов PNP и NPN заключается в полярности напряжений, подаваемых на эмиттер, базу и коллектор. В зависимости от реализации смещений p-n переходов возможны различные режимы работы транзисторов, но в общем случае в датчиках используются два:

    — насыщение: прямое прохождение тока между эмиттером и коллектором (замкнутый контакт)

    — отсечка: отсутствие тока между эмиттером и коллектором (разомкнутый контакт)

       Рассмотрим подробнее подключение и особенности применения, например, индуктивных датчиков с транзисторным выходом. Отличием является коммутация разных проводов цепи питания: PNP соединяет плюс источника питания, NPN – минус. Ниже наглядно показаны различия в подключении; справа изображён датчик с выходом PNP, слева – NPN.

    Принципиальное отличие логики PNP от NPN


       Чаще применяется вариант с выходом на основе транзистора PNP, поскольку большее распространение получила схемотехника с общим минусовым проводом источника питания. Выходное напряжение зависит от напряжения питания датчика и обычно находится в узком диапазоне, например, 20…28 В.

        Выбор датчика по типу используемого транзистора обуславливается в первую очередь схемотехникой используемого контроллера или иного оборудования, к которому предполагается подключать датчик. Обычно в документации на контроллеры и устройства коммутации указывается, какой транзисторный выход они позволяют использовать.

    Теперь о совместимости. Вообще, существует четыре основных разновидности выхода датчиков:

    — PNP NO (НО)

    — PNP NC (НЗ)

    — NPN NO (НО)

    — NPN NC (НЗ)

        Помимо типа используемого транзистора, различие также заключается в исходном состоянии выхода – он может быть в нормальном (если датчик не активирован) состоянии либо разомкнутым (открытым), либо замкнутым (закрытым). Отсюда обозначения NO (НО) – normally open (нормально открытый) и normally closed (нормально закрытый).

        Что делать, если требуется заменить один датчик на другой, но нет возможности установить аналог с идентичной логикой и схемотехникой выхода? В случае, если меняется только исходное состояние выхода (НО на НЗ и наоборот), путей решения может быть несколько:

    — внесение изменений в конструкцию, инициирующую датчик

    — внесение изменений в программу (смена алгоритма)

    — переключение выходной функции датчика (при наличии такой возможности)

       Замена же оптического датчика с изменением типа используемого транзистора представляет собой проблему большую, нежели просто поменять алгоритм или сместить какой-то элемент конструкции. Изменение схемотехники датчика влечет за собой также необходимость внесения существенных изменений в схему его подключения. Конечно, это не всегда допустимо, однако в ряде случаев это единственный выход.

    Замена датчика PNP на NPN


      Рассмотрим схему, представленную выше слева (для примера взят датчик с транзистором PNP). В случае неактивного датчика с нормально открытым выходом ток не протекает через его выходные контакты; для нормально закрытого, соответственно, ситуация обратная. Благодаря протекающему току на нагрузке создаётся падение напряжения.

       Наряду с основной (внешней) нагрузкой датчика, которой может являться вход контроллера, в нём может присутствовать также внутренняя нагрузка, однако она не гарантирует, что датчик будет работать стабильно. Если внутреннего сопротивления нагрузки у датчика нет, такая схема называется схемой с открытым коллектором – она может функционировать исключительно при наличии внешней нагрузки.

        Вернемся к схеме. Активация датчика с выходом PNP обеспечивает подачу напряжения +V через транзистор на вход контроллера. Реализация этой схемы с датчиком, имеющим выход NPN, требует добавления в схему дополнительного резистора (номинал которого обычно подбирается в диапазоне 4.9-10 кОм) для обеспечения функционирования транзистора. В этом случае при неактивном датчике напряжение поступает через добавленный резистор на вход контроллера, что делает схему, по сути, нормально закрытой. Активация датчика обеспечивает отсутствие сигнала на входе контроллера, поскольку транзистор NPN, через который проходит почти весь ток дополнительного резистора, шунтирует вход контроллера.

       Таким образом, подобный подход обеспечивает возможность замены датчика PNP на NPN при условии, что перефазировка датчика не является проблемой. Это допустимо, когда датчик исполняет роль счетчика импульсов – контроль числа оборотов, количества деталей и т. д.

        Если подобное изменение не является приемлемым, и требуется сохранить в том числе логику работы системы, можно пойти по более сложному пути. 

    Схемы подключения датчиков  PNP к устройству со входом NPN и наоборот

        Суть заключается в добавлении в схему подключения дополнительного биполярного транзистора, тип которого выбирается исходя из типа входа прибора, к которому подключается датчик, а также двух дополнительных сопротивлений нагрузки. Если используется прибор с входом NPN, то и дополнительный транзистор требуется такой же. Активация датчика инициирует переключение внешнего транзистора, который уже подаёт напряжение на вход прибора. Данная схема, в отличие от рассмотренной ранее, сохраняет логику работы системы, однако более сложна в сборке.

    Мощный биполярный транзистор с защитой от перенапряжения — PatentDB.

    ru

    Мощный биполярный транзистор с защитой от перенапряжения

    Реферат

     

    Использование: область полупроводникового производства. Сущность: мощный биполярный транзистор с защитой от перенапряжения, состоящий из рабочей транзисторной структуры и защитного стабилитрона в виде транзистора с «плавающей» базой, интегрированного с указанной рабочей транзисторной структурой в одной полупроводниковой подложке таким образом, что они имеют общий коллектор, а эмиттерная область стабилитрона омически соединена с базовой областью рабочей транзисторной структуры, причем пробивное напряжение между коллектором и эмиттером защитного стабилитрона ниже пробивного напряжения между коллектором и эмиттером рабочей транзисторной структуры при ее разомкнутой базе. Новым в конструкции указанного транзистора является то, что ширина активной базы защитного стабилитрона больше ширины активной базы рабочей транзисторной структуры, а степень легирования Ns эст эмиттерной области защитного стабилитрона отлична от степени легирования эмиттерной области рабочей транзисторной структуры и выбирается в зависимости от величины указанной степени легирования Ns этр таким образом, что статический коэффициент передачи тока эмиттера (в схеме с общим эмиттером) стабилитрона больше соответствующего коэффициента усиления рабочей транзисторной структуры, а дефектность активной базы защитного стабилитрона и (или) прилегающей к ней области коллектора меньше дефектности соответствующих областей рабочей транзисторной структуры. 3 з.п. ф-лы. 4 ил.

    Изобретение относится к полупроводниковому производству, а именно к конструкции мощного биполярного транзистора с защитой от перенапряжения, например, предназначенного для коммутации индуктивной нагрузки. Целью изобретения является повышение устойчивости к вторичному пробою мощного транзистора с защитой от перенапряжения при обратном смещении его базы без изменения временных и электрических параметров за счет изменения ширины и уменьшения дефектности активной базы защитного стабилитрона и прилегающей к ней области коллектора. Сущность изобретения поясняется чертежами, на которых показано поперечное сечение мощного биполярного транзистора известной (фиг. 1) и предлагаемой конструкции (фиг. 2,3,4). Мощный биполярный транзистор с защитой от перенапряжения (фиг. 2) состоит из рабочей транзисторной структуры n-р-n- типа и защитного стабилитрона в виде транзистора n-р-n-типа с плавающей базой, интегрированного с указанной рабочей транзисторной структурой таким образом, что они имеют общий коллектор, состоящий из высокоомного слоя 1 n-типа с удельным сопротивлением 45 Ом см толщиной 90 мкм и низкоомного слоя 2 n+-типа толщиной 180 мкм, легированного фосфором с поверхностной концентрацией 51020ат/см3. Базовая область 3 рабочей транзисторной структуры и базовая область 4 стабилитрона легированы бором и имеют одну глубину, равную 24 мкм, и степень легирования, равную 61017ат/см3, причем поверхность базовой области 4 стабилитрона и места выхода на поверхность полупроводниковой подложки границ р-n-переходов изолированы термическим окислом 9 толщиной 0,85 мкм. Эмиттерная область 6 стабилитрона глубиной 4 мкм и степенью легирования 31019 ат/см3 с помощью алюминиевой металлизации 8 толщиной 5 мкм омически соединена с базовой областью 3 рабочей транзисторной структуры. Эмиттерная область 5 рабочей транзисторной структуры имеет глубину 8 мкм и степень легирования 51020ат/см3. Ширина активной базы стабилитрона равна 20 мкм, что превышает ширину активной базы рабочей транзисторной структуры, равную 16 мкм, на величину 4 мкм, однако благодаря тому, что коэффициенты инжекции и переноса стабилитрона значительно выше соответствующих коэффициентов рабочей транзисторной структуры (вследствие чего коэффициент усиления стабилитрона, равный для указанной конструкции 60-80, значительно выше коэффициента усиления указанной рабочей транзисторной структуры, равного 40-50), пробивное напряжение стабилитрона Uкэсст 370 В меньше соответствующего пробивного напряжения рабочей транзисторной структуры Uкэотр 410 В. На поверхности эмиттерной области 5 рабочей транзисторной структуры сформирована алюминиевая металлизация 7 толщиной 5 мкм, а на поверхности сильнолегированного слоя 2 коллектора сформирована двухслойная металлизация 10 никель-золото общей толщиной 1,5 мкм. При подаче на базу мощного транзистора запирающего тока при переходе в режимы Uкбо или Uкэо защитный стабилитрон ограничивает напряжение, подаваемое на рабочую транзисторную структуру, значением Uкэост 370 В и таким образом защищает мощный транзистор от перенапряжения. Благодаря увеличенной ширине активной базы стабилитрона, а также пониженной дефектности указанной активной базы и прилегающей к ней области коллектора возможности транзистора по устойчивости к вторичному пробою значительно увеличены. Так, при Nsэтр Nsэст51020 ат/см3 у известной конструкции (с разной степенью легирования базовых областей стабилитрона и рабочей транзисторной структуры) энергия вторичного пробоя транзистора Евп 0,6-0,8 Дж, а энергия вторичного пробоя транзистора предлагаемой конструкции составила Евп 1,0-1,2 Дж, причем все электрические и временные параметры мощного транзистора остались без изменения, а степень легирования базовых областей стабилитрона и рабочей транзисторной структуры одинаковы. На фиг. 3 показан второй вариант реализации предлагаемой конструкции. Его отличие заключается в том, что степень легирования эмиттера 5 рабочей транзисторной структуры составляет 11020 ат/см3, а эмиттер 6 стабилитрона является двухслойным и состоит из относительно слаболегированной области (Nsэст 1 1019ат/см3) глубиной Н 4 мкм и приповерхностной относительно сильнолегированной области 11 (Ns 11020 ат/см3) глубиной h 1 мкм. При этом получена энергия вторичного пробоя Евп 1,1-1,4 Дж. На фиг. 4 показан еще один вариант реализации предлагаемой конструкции. Его отличие заключается в том, что степень легирования эмиттера 5 рабочей транзисторной структуры составляет 21018 ат/см3, а степень легирования эмиттера 6 стабилитрона больше и составляет 3 1019 ат/см3. При этом ширина активной базы стабилитрона Waктст больше ширины активной базы рабочей транзисторной структуры Wакттр на величину D > Wтp, где Wтp глубина общей базы указанной рабочей транзисторной структуры. Коэффициент усиления стабилитрона составил 40-50 при коэффициенте усиления рабочей транзисторной структуры 20-30, причем в приведенном примере Wтp 24 мкм, а Waктст 27 мкм. При этом получена энергия вторичного пробоя Евп1,0-1,4 Дж. Технологический процесс изготовления транзистора предлагаемой конструкции весьма несложен. Рассмотрим его на примере получения конструкции мощного транзистора, изображенной на фиг. 3. Сначала известным способом встречной диффузии формируется n-n+-структура. Затем поверхность высокоомного слоя окисляется и в полученном окисле вскрываются окна под диффузию базовой примеси (бора). Далее при Т 1220oС проводится процесс локальной диффузии бора, в ходе которого на поверхности базовой области выращивают термический окисел. Затем в базовых областях стабилитрона 4 и рабочей транзисторной структуры 3 вскрываются окна под эмиттер и известным образом формируется эмиттерные области с пониженной концентрацией фосфора. Затем, после снятия ФСС, на поверхности базовой области снова формируется термический окисел, в котором методом фотолитографии вскрывается окно в базовой области 3 рабочей транзисторной структуры и известным способом формируется эмиттерная область рабочей транзисторной структуры соответствующей концентрацией. Далее при Т 1220oС проводят разгонку фосфора в эмиттерных областях стабилитрона 6 и рабочей транзисторной структуры 5, в процессе которой также выращивается термический окисел. Далее известным способом проводят вскрытие и подлегирование эмиттерной области 11 стабилитрона. Затем известными способами термического окисления, напыления алюминия, фотолитографии, а также химического никелирования и гальванического золочения создают защитную изолирующую пленку 9 термического окисла и металлизацию 7 и 8 рабочей стороны и металлизацию 10 обратной стороны полупроводниковой подложки. Таким образом применение предлагаемой конструкции мощного биполярного транзистора с защитой от перенапряжения позволит существенно повысить его устойчивость к вторичному пробою при обратном смещении базы, причем без изменения временных и электрических параметров.

    Формула изобретения

    1. Мощный биполярный транзистор с защитой от перенапряжения, состоящий из рабочей транзисторной структуры и защитного стабилитрона в виде транзистора с плавающей базой, выполненной в одной полупроводниковой подложке так, что они имеют общий коллектор, а эмиттерная область стабилитрона омически соединена с базовой областью рабочей транзисторной структуры, отличающийся тем, что, с целью повышения устойчивости к вторичному пробою при обратном смещении базы без изменения его временных и электрических параметров за счет изменения ширины и уменьшения дефектности активной базы защитного стабилитрона и прилегающей к ней области коллектора, ширина активной базы стабилитрона больше ширины активной базы рабочей транзисторной структуры, а степень легирования эмиттерной области защитного стабилитрона больше или меньше степени легирования Nsэтр эмиттерной области рабочей транзисторной структуры в зависимости от величины указанной степени легирования Nsэтр, чтобы обеспечить статический коэффициент передачи тока эмиттера стабилитрона больше коэффициента усиления рабочей транзисторной структуры. 2. Транзистор по п. 1, отличающийся тем, что эмиттерная область защитного стабилитрона выполнена двухслойной и состоит из первого слоя глубиной H и степенью легирования Nsэст1 и приповерхностного второго слоя глубиной h и степенью легирования Nsэст2, где О sэст1 Nsэст2, причем степень легирования указанных слоев стабилитрона выбрана в зависимости от величины степени легирования Nsэтр эмиттерной области рабочей транзисторной структуры: при Nsэтр 21020ат/см3 — Nsэст1 Nsэст2s или Nsэст1sэст2 Nsэтр, а при Nsэтр20ат/см3 Nsэст1s Nsэст2 или Nsэст1 Nsэтрsэст2, причем Nsэст120ат/см3. 3. Транзистор по пп. 1 и 2, отличающийся тем, что эмиттерная область стабилитрона дополнительно легирована одной или несколькими примесями одного типа проводимости с эмиттерной областью. 4. Транзистор по пп. 1 и 2, отличающийся тем, что эмиттерная область стабилитрона дополнительно легирована одной или несколькими примесями, имеющими тип проводимости, противоположный типу проводимости эмиттерной области рабочей транзисторной структуры, при этом тип проводимости эмиттера стабилитрона соответствует типу проводимости эмиттера рабочей транзисторной структуры.

    РИСУНКИ

    Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4

    Коммутация — напряжение — Большая Энциклопедия Нефти и Газа, статья, страница 1

    Коммутация — напряжение

    Cтраница 1

    Коммутация напряжений происходит при помощи реле 75, управляемого от мгновенного переключателя 34, связанного механически с верньерно-шкальным устройством.  [1]

    Коммутация напряжений и токов во всех трех фазах показала в таблице ( см. фиг.  [2]

    Коммутация напряжений питания селекторов каналов по диапазонам частот осуществляется транзисторами VT1 — VT3 в зависимости от положения переключателей SI — S6 соответственно каналов 1 — 6 УВП.  [4]

    При коммутации напряжений до 50 мВ следует учитывать влияние термо — ЭДС и ЭДС шума в цепи контактов.  [6]

    Для коммутации напряжений свыше 30 В следует применять реле с мостовыми контактами.  [7]

    Распространенная схема коммутации напряжения показана на фиг. Транзисторы Ql и Q2 составляют взаимно дополняющую пару и соединены по инверсной схеме включения.  [8]

    Повторяя процесс коммутации напряжений много — tauTBo, выводят через крайний р — — переход последовательно все зарядовые пакеты, возбужденные, напр. При этом в выходной цепи возникают шпульсы напряжения, пропорциональные величине за-ряца данного пакета. Картина освещенности трансформируется я поверхностный зарядовый рельеф, к-рый после продвижения вдоль всей строки преобразуется в доиковательность электрич.  [9]

    Коммутатор обеспечивает однополюсную коммутацию напряжения 5 В по 16 каналам.  [10]

    Электронный ключ предназначен для коммутации напряжения питания обмотки электромагнитного клапана, установленного в карбюраторе. При этом состояние ключа не зависит от того, нажата или отпущена педаль привода дроссельной заслонки. При напряжении выше образцового, что соответствует большой частоте вращения коленчатого вала двигателя, электронный ключ и клапан закроются, но при условии, что педаль акселератора будет отпущена. При нажатой педали контакты SF7 замкнуты и электронный ключ и клапан будут открыты независимо от сигнала компаратора.  [11]

    Симисторы позволяют решить проблему коммутации напряжений различных полярностей с помощью одного прибора. Симистор, выполненный на основе пятислойной структуры п-р-п-р — п-ткпа с зашунтированным эмиттерным переходом, можно рассматривать как встречно-параллельное совмещение двух структур р-га-р-и — типа в одном монокристалле.  [12]

    Испытательное напряжение тераомме-тра поступает на устройство коммутации напряжений УПТ. Расположенные в этом устройстве резисторы сопротивлением 109, 108, 107 Ом входят в состав инвертирующего усилителя постоянного тока УЛТ с масштабирующим коэффициентом передачи электрометрического инвертора.  [14]

    В условиях нашей установки регулировкой и коммутацией напряжения занята правая рука наблюдателя. Левая рука управляет секундомером. Запись результатов измерения ( t0, t и V) ведет поэтому второй наблюдатель. Посередине опыта наблюдатели меняются местами.  [15]

    Страницы:      1    2    3    4    5

    транзисторов — learn.sparkfun.com

    Добавлено в избранное Любимый 80

    Приложения I: Коммутаторы

    Одно из самых фундаментальных применений транзистора — использовать его для управления потоком энергии к другой части схемы — используя его в качестве электрического переключателя. Управляя им либо в режиме отсечки, либо в режиме насыщения, транзистор может создавать двоичный эффект включения / выключения переключателя.

    Транзисторные переключатели являются важными строительными блоками; они используются для создания логических вентилей, которые используются для создания микроконтроллеров, микропроцессоров и других интегральных схем. Ниже приведены несколько примеров схем.

    Транзисторный переключатель

    Давайте посмотрим на самую фундаментальную схему транзисторного переключателя: переключатель NPN. Здесь мы используем NPN для управления мощным светодиодом:

    Наш управляющий вход проходит в базу, выход привязан к коллектору, а на эмиттере поддерживается фиксированное напряжение.

    В то время как для обычного переключателя требуется физическое переключение исполнительного механизма, этот переключатель управляется напряжением на базовом выводе. Вывод микроконтроллера ввода / вывода, как и на Arduino, может быть запрограммирован на высокий или низкий уровень для включения или выключения светодиода.

    Когда напряжение на базе больше 0,6 В (или какое бы там значение у вашего транзистора V th ), транзистор начинает насыщаться и выглядит как короткое замыкание между коллектором и эмиттером. Когда напряжение на базе меньше 0,6 В, транзистор находится в режиме отсечки — ток не течет, потому что это выглядит как разрыв цепи между C и E.

    Схема, приведенная выше, называется переключателем нижнего уровня , потому что переключатель — наш транзистор — находится на стороне низкого (заземления) цепи.В качестве альтернативы мы можем использовать транзистор PNP для создания переключателя верхнего плеча:

    Как и в схеме NPN, база — это наш вход, а эмиттер подключен к постоянному напряжению. Однако на этот раз эмиттер подключен к высокому уровню, а нагрузка подключена к транзистору со стороны земли.

    Эта схема работает так же хорошо, как и коммутатор на основе NPN, но есть одно огромное отличие: чтобы включить нагрузку, база должна быть низкой. Это может вызвать осложнения, особенно если высокое напряжение нагрузки (V CC — 12 В, подключенное к эмиттеру V E на этом рисунке) выше, чем высокое напряжение нашего управляющего входа.Например, эта схема не будет работать, если вы попытаетесь использовать Arduino с напряжением 5 В для выключения двигателя 12 В. В этом случае было бы невозможно выключить выключатель , потому что V B (соединение с управляющим контактом) всегда будет меньше, чем V E .

    Базовые резисторы!

    Вы заметите, что каждая из этих схем использует последовательный резистор между управляющим входом и базой транзистора. Не забудьте добавить этот резистор! Транзистор без резистора на базе похож на светодиод без токоограничивающего резистора.

    Напомним, что в некотором смысле транзистор — это просто пара соединенных между собой диодов. Мы смещаем в прямом направлении диод база-эмиттер, чтобы включить нагрузку. Для включения диоду требуется всего 0,6 В, большее напряжение означает больший ток. Некоторые транзисторы могут быть рассчитаны только на ток, протекающий через них не более 10–100 мА. Если вы подаете ток выше максимального номинала, транзистор может взорваться.

    Последовательный резистор между нашим источником управления и базой ограничивает ток в базе . Узел база-эмиттер может получить свое счастливое падение напряжения 0,6 В, а резистор может снизить оставшееся напряжение. Значение резистора и напряжение на нем определяют ток.

    Резистор должен быть достаточно большим, чтобы эффективно ограничить ток, но достаточно маленьким, чтобы питать базу достаточным током . Обычно достаточно от 1 мА до 10 мА, но чтобы убедиться в этом, проверьте техническое описание транзистора.

    Цифровая логика

    Транзисторы

    можно комбинировать для создания всех наших основных логических вентилей: И, ИЛИ, и НЕ.

    (Примечание: в наши дни полевые МОП-транзисторы с большей вероятностью будут использоваться для создания логических вентилей, чем биполярные транзисторы. Полевые МОП-транзисторы более энергоэффективны, что делает их лучшим выбором.)

    Инвертор

    Вот схема транзистора, которая реализует инвертор , или НЕ вентиль:

    Инвертор на транзисторах.

    Здесь высокое напряжение на базе включает транзистор, который эффективно соединяет коллектор с эмиттером. Поскольку эмиттер напрямую подключен к земле, коллектор тоже будет (хотя он будет немного выше, где-то около V CE (sat) ~ 0,05-0,2 В). С другой стороны, если на входе низкий уровень, транзистор выглядит как разомкнутая цепь, а выход подтянут до VCC

    .

    (На самом деле это основная конфигурация транзистора, называемая общим эмиттером . Подробнее об этом позже.)

    И Ворота

    Вот пара транзисторов, используемых для создания логического элемента И с двумя входами :

    2-входной логический элемент И на транзисторах.

    Если один из транзисторов выключен, то на выходе коллектора второго транзистора будет установлен низкий уровень. Если оба транзистора включены (на обоих базах высокий уровень), то выходной сигнал схемы также высокий.

    OR Выход

    И, наконец, логический элемент ИЛИ с двумя входами :

    Затвор ИЛИ с 2 входами, построенный на транзисторах.

    В этой схеме, если один (или оба) A или B имеют высокий уровень, соответствующий транзистор включается и подтягивает выходной сигнал к высокому уровню.Если оба транзистора выключены, то через резистор выводится низкий уровень.

    Н-образный мост

    H-мост — это транзисторная схема, способная приводить двигатели как по часовой, так и против часовой стрелки . Это невероятно популярная трасса — движущая сила бесчисленных роботов, которые должны уметь двигаться как вперед на , так и на назад.

    По сути, H-мост представляет собой комбинацию четырех транзисторов с двумя входными линиями и двумя выходами:

    Вы можете догадаться, почему это называется Н-мостом?

    (Примечание: обычно у хорошо спроектированного H-моста есть нечто большее, включая обратные диоды, базовые резисторы и триггеры Шмидта.)

    Если оба входа имеют одинаковое напряжение, выходы двигателя будут иметь одинаковое напряжение, и двигатель не сможет вращаться. Но если два входа противоположны, двигатель будет вращаться в одном или другом направлении.

    H-мост имеет таблицу истинности, которая выглядит примерно так:

    Вход A Вход B Выход A Выход B Направление двигателя
    0 0 1 1 Остановлено (торможение) 1 0 По часовой стрелке
    1 0 0 1 Против часовой стрелки
    1 1 0 (торможение)

    Осцилляторы

    Генератор — это схема, которая генерирует периодический сигнал, который колеблется между высоким и низким напряжением.Генераторы используются во всевозможных схемах: от простого мигания светодиода до генерации тактового сигнала для управления микроконтроллером. Есть много способов создать схему генератора, включая кварцевые кристаллы, операционные усилители и, конечно же, транзисторы.

    Вот пример колебательного контура, который мы называем нестабильным мультивибратором . Используя обратную связь , мы можем использовать пару транзисторов для создания двух дополняющих осциллирующих сигналов.

    Помимо двух транзисторов, конденсаторы являются настоящим ключом к этой схеме.Колпачки поочередно заряжаются и разряжаются, в результате чего два транзистора поочередно включаются и выключаются.

    Анализ работы этой схемы — отличное исследование работы как конденсаторов, так и транзисторов. Для начала предположим, что C1 полностью заряжен (сохраняется напряжение около V CC ), C2 разряжен, Q1 включен, а Q2 выключен. Вот что происходит после этого:

    • Если Q1 включен, то левая пластина C1 (на схеме) подключена примерно к 0 В. Это позволит C1 разряжаться через коллектор Q1.
    • Пока C1 разряжается, C2 быстро заряжается через резистор меньшего номинала — R4.
    • Как только C1 полностью разрядится, его правая пластина будет подтянута примерно до 0,6 В, что включит Q2.
    • На этом этапе мы поменяли местами состояния: C1 разряжен, C2 заряжен, Q1 выключен, а Q2 включен. Теперь танцуем в другую сторону.
    • Q2 включен, позволяет C2 разряжаться через коллектор Q2.
    • Когда Q1 выключен, C1 может относительно быстро заряжаться через R1.
    • Как только C2 полностью разрядится, Q1 снова включится, и мы вернемся в состояние, с которого начали.

    Может быть трудно с головой окунуться. Вы можете найти еще одну отличную демонстрацию этой схемы здесь.

    Выбирая определенные значения для C1, C2, R2 и R3 (и сохраняя R1 и R4 относительно низкими), мы можем установить скорость нашей схемы мультивибратора:

    Итак, при значениях для конденсаторов и резисторов, установленных на 10 мкФ и 47 кОм соответственно, частота нашего генератора будет около 1.5 Гц. Это означает, что каждый светодиод будет мигать примерно 1,5 раза в секунду.


    Как вы, наверное, уже заметили, существует тонн схем, в которых используются транзисторы. Но мы почти не коснулись поверхности. Эти примеры в основном показывают, как транзистор можно использовать в режимах насыщения и отсечки в качестве переключателя, но как насчет усиления? Пришло время увидеть больше примеров!



    ← Предыдущая страница
    Режимы работы

    (PDF) Новый монолитный биполярный транзистор с переключением эмиттеров (ESBT) в приложениях для высоковольтных преобразователей

    Фактически, в течение этого периода времени мощность, рассеиваемая через ESBT

    , уже актуальна и добавляет к общему отключению.

    состояние коммутации потери мощности.Те же соображения, хотя

    менее заметны, применимы также в случае входной мощности

    230 Вт, рис. 11 а) и б).

    Хотя устройству ESBT требуется более сложная схема управления

    , чем у высоковольтного полевого МОП-транзистора, стоит провести сравнение

    между мощностями возбуждения, относящимися к двум устройствам

    . В таблице II приведены общие потери рассеиваемой мощности

    и потери мощности возбуждения относительно двух структур устройств

    со ссылкой на прямое приложение 220 Вт

    на рис.12 при частоте переключения 130

    кГц.

    Таблица II

    Сравнение температуры и рассеиваемой мощности двух устройств, имеющих

    Rth = 8 ° C / Вт и Csn = 540 пФ, Pin = 220 Вт.

    Устройство Tj [° C] fs [кГц] Ptot [Вт] Pdriver [Вт]

    MOSFET 89 130 8 0,09

    ESBT 72 130 6 0,04

    Рис. 12. Стационарное поведение ESBT в приложении прямого преобразователя 130 кГц

    .

    IC = 1 А / дел, IB = 1 А / дел VC = 100 В / дел, VG = 10 В / дел, t = 2 мкс / дел.

    Потери мощности затвора для полевого МОП-транзистора можно оценить следующим образом:

    sGGdriver fVQP = (7)

    Из технического паспорта устройства

    производителя, заряд затвора высоковольтного полевого МОП-транзистора составляет

    QG. = 70 нКл при напряжении на затворе VG = 10 В.Управляющие величины ESBT

    оптимизированы для фиксированной коммутационной частоты

    . Емкость конденсатора 1 мкФ, питание базы

    VBB = 3 В, сопротивление базы фиксировано на RB = 0,5 Ом, напряжение на затворе

    равно 10 В при RG = 10 Ом. С учетом приведенных выше цифр

    , базовые требования к току в соответствии с символами

    , используемыми на рис. 7, следующие: извлеченный заряд Q3 = 1,29 мкКл;

    возвращенный заряд Q1 = 1,28 мкКл, предоставленный заряд Q2 = 0.1 мкКл. Мощность

    , подаваемая в базу ESBT, может по-прежнему оцениваться как

    через соотношение (7). Потери на затворе низковольтного полевого МОП-транзистора

    были рассчитаны по соотношению (7), поскольку на затворе

    заряд QG = 9 нКл. Наконец, общая мощность, потребляемая ESBT

    , является суммой двух указанных выше вкладов.

    Как видно из таблицы II, в данном случае для ESBT

    требуется низкий уровень мощности команд, который в основном

    зависит от оптимизации схемы управления и от короткого времени проводимости

    , согласно время цикла на рис.12.

    Более того, экспериментальные измерения показывают, что устройство

    ESBT работает лучше с точки зрения общих потерь мощности

    и температуры перехода. Такое преимущество связано с низким падением напряжения в открытом состоянии

    ESBT и остается до тех пор, пока

    ток переключения увеличивается при неизменной частоте переключения

    . Увеличение частоты будет определять при постоянном токе

    точку кроссовера.

    VII.ВЫВОДЫ

    В этой статье было представлено и охарактеризовано новое монолитное устройство ESBT

    . Требования к приводу

    были исследованы, и в

    было предложено подходящее решение для значительного уменьшения тока, протекающего через приводной источник питания

    . Основные формы сигналов переключения были выполнены и обсуждены с использованием результатов нескольких экспериментальных испытаний

    , проведенных на макетной плате промышленного прямого преобразователя

    .Кроме того, было проведено сравнение с

    силового MOSFET, имеющего равное напряжение блокировки и равный номинальный ток

    , что показало превосходные характеристики ESBT

    , особенно при высоких уровнях тока нагрузки

    , которые определяют при фиксированной частоте условие

    существенного влияния потерь в открытом состоянии на коммутационные потери

    .

    СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

    [1] Н. Мохан, Т. М. Унделанд, У. П. Роббинс.Силовая электроника:

    Преобразователи, применение и дизайн. Второе издание, Джон

    Wiley & Sons, Нью-Йорк, 1995.

    [2] Т. Чан, М.М. Моркос, «Об использовании каскодных переключателей GTO-

    , управляемых IGBT, в квазирезонансных преобразователях», IEEE

    Транзакции по отраслевым приложениям, Vol. 31, No. 6,

    , ноябрь / декабрь 1995 г., стр. 1227-1233.

    [3] G. Belverde, A. Galluzzo, M. Melito, S. Musumeci, A. Raciti,

    «Smart Power Devices in Soft Switching Applications»,

    Proceedings of the Annual IEEE Power Electronics Specialists

    Conference PESC’00, 18–23 июня 2000 г., Голуэй, Ирландия, Vol.

    3, стр. 1577-1582.

    [4] С. Суери, «VIPowerTM M3: новая интеллектуальная технология для высокой мощности

    , высокоскоростных приложений». Proceedings of the PCIM’97

    Europe, 10–12 июня 1997 г., Нюрнберг, Германия, стр. 19–27.

    [5] Д. Тальявиа, С. Спампинато, С. Суери, «Технология VIPower M3

    : пример интеллектуального энергетического решения в квази-

    резонансных обратноходовых приложениях», Труды европейской конференции

    по теории цепей и Дизайн ECCTD’99,

    августа

    29–2 сентября 1999 г., Стреза, Италия, стр.979-982.

    [6] Джаянт Балига, Современные силовые устройства, Нью-Йорк: Wiley, 1987.

    1817

    каскод — Когда вам нужен ESBT (биполярный транзистор с переключением эмиттеров)?

    Традиционно полевые МОП-транзисторы могут переключаться быстро, но доступны для напряжений до прибл. Только 800 В или 1000 В. Силовые BJT могут потреблять> 1000 В, но работают не так быстро.

    ESBT доступен как единая часть от ST, но также может быть изготовлен с использованием двух дискретных транзисторов. Он использует каскодную конфигурацию, которая сочетает в себе способность низковольтного устройства быть очень быстрым и способность высоковольтного устройства блокировать большое напряжение.База BJT находится под умеренным постоянным напряжением, из-за чего его эмиттер находится чуть меньше, чем на 1 В. Это низкое напряжение эмиттера является максимальным напряжением, которое МОП-транзистор должен блокировать.

    Эту концепцию лучше всего проиллюстрировать, если подумать о процессе выключения: МОП-транзистор должен потреблять лишь немного меньше, чем небольшое базовое напряжение BJT, когда он выключен, и тем самым отключает ток через коллектор BJT и его собственный сливать очень быстро. Как только ток отключается MOSFET, коллектор BJT может занять некоторое время, чтобы подняться до любого высокого напряжения, которое ему необходимо для блокировки (и на самом деле больше не занимает много времени, потому что ток равен нулю , а уже ), и эффект замедления его емкости Миллера (коллектор-база) не проявляется.

    Типичными приложениями являются обратноходовые преобразователи, которые работают от выпрямленной шины 400 В (переменного тока), что относится к конструкции на 600 … 800 В (постоянного тока) и требует напряжения блокировки транзистора 800 В + n * Vout, при этом отношение pri: sec намотки трансформатора, а Vout — выходное напряжение постоянного тока преобразователя. Всякий раз, когда одного высоковольтного полевого МОП-транзистора достаточно для выполнения работы в коммутационном приложении, это, скорее всего, будет более экономичным способом — какой бы элегантной ни была концепция использования типичных преимуществ двух разных устройств в каскодной конфигурации. .По моему опыту, ESBT или аналогичные схемы MOSFET и BJT представляют собой нишевую топологию.

    ПРИМЕЧАНИЕ (редактирование, август 2012 г.): Похоже, что все устройства ESBT ST теперь помечены как NRND (не рекомендуется для новой конструкции). Источник. На самом деле не так давно они были представлены / проданы на PCIM Europe 2008.

    Гибридный транзистор с коммутацией эмиттеров

    нацелен на приложения большой мощности

    Endeavour Business Media объявляет о приобретении ряда брендов средств массовой информации для индустрии и инфраструктуры и автозапчастей от компании Informa, включая Machine Design , Hydraulics & Pneumatics и Electronic Design .Приобретение усиливает позиции Endeavour как одной из самых быстрорастущих компаний B2B. Щелкните здесь, чтобы просмотреть список приобретенных брендов.

    С упором на предоставление исключительного контента и бизнес-возможностей, эти бренды Informa присоединятся к дополнительному портфелю брендов и мероприятий Endeavour, чтобы создать новые многоканальные платформы для своей аудитории и рекламодателей.

    «Компания Endeavour очень рада привлечению медиа-брендов Industry & Infrastructure Intelligence и Auto Aftermarket для расширения того, что мы уже предлагаем на этих растущих рынках.Мы с нетерпением ждем возможности инвестировать в эти бренды, чтобы вывести их на новый уровень для долгосрочного устойчивого успеха, используя сильные стороны платформы Endeavour в области печати, цифровых технологий, мероприятий и маркетинговых решений », — сказал Крис Феррелл, генеральный директор Endeavour Business Media.

    «Мы уверены, что объединение брендов Informa и Endeavour на этих рынках обеспечит больший масштаб и новые инновационные возможности как для клиентов, так и для аудитории. Культура и организационная структура Endeavour, основанные на принципах информированности о данных и ориентации на клиента, создадут убедительное рыночное преимущество и новые возможности для всего портфеля.Благодаря инвестициям Endeavour в новые и передовые продукты и услуги, эта возможность привнести согласованные возможности и таланты маркетинговых услуг из Informa в Endeavour будет очень подходящей для всех », — прокомментировала Сью Бёльке, президент Informa Intelligence. Информацию предоставил JEGI (www.jegi.com), ведущий независимый инвестиционный банк, специализирующийся на СМИ, маркетинге, информации и технологиях.

    Благодаря этому приобретению в Endeavour Business Media теперь 600 сотрудников, которые производят более 80 брендов, 59 мероприятий в прямом эфире и более 50 инновационных маркетинговых решений, которые способствуют повышению осведомленности и конверсии.

    Приобретение этих ведущих брендов продвигает инициативу компании по активному развитию и инвестированию в высококачественные медиа-бренды B2B, которые предоставляют отличный контент и уникальные ценные впечатления для ее аудитории и партнеров.

    Компания Endeavour Business Media, LLC со штаб-квартирой в Нэшвилле, штат Теннесси, была образована в конце 2017 года для приобретения и управления отраслевыми публикациями, веб-сайтами и мероприятиями. Компания нацелена на B2B-аудиторию в сфере бухгалтерского учета, авиации, стоматологии, технического обслуживания, пожарной и общественной безопасности, промышленности, технологий, медицины, нефти и газа, коммунальных услуг, безопасности, строительства, ремонта автомобилей, торговли и водоснабжения и водоотведения.Нажмите сюда, для получения дополнительной информации.

    ВЫСОКОСКОРОСТНЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ СВОЙСТВА ПАРЫ ТРАНЗИСТОРОВ СО СВЯЗАННЫМИ ЭМИТТЕРАМИ.

    PDF-версия также доступна для скачивания.

    Кто

    Люди и организации, связанные либо с созданием этого отчета, либо с его содержанием.

    Какие

    Описательная информация, помогающая идентифицировать этот отчет.Перейдите по ссылкам ниже, чтобы найти похожие предметы в Электронной библиотеке.

    Когда

    Даты и периоды времени, связанные с этим отчетом.

    Статистика использования

    Когда последний раз использовался этот отчет?

    Взаимодействовать с этим отчетом

    Вот несколько советов, что делать дальше.

    PDF-версия также доступна для скачивания.

    Ссылки, права, повторное использование

    Международная структура взаимодействия изображений

    Распечатать / Поделиться


    Печать
    Электронная почта
    Твиттер
    Facebook
    Tumblr
    Reddit

    Ссылки для роботов

    Полезные ссылки в машиночитаемых форматах.

    Ключ архивных ресурсов (ARK)

    Международная структура взаимодействия изображений (IIIF)

    Форматы метаданных

    Изображений

    URL

    Статистика

    Барна, А.БЫСТРОСКОРОСТНЫЕ ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬНЫЕ СВОЙСТВА ПАРЫ ТРАНЗИСТОРОВ, СВЯЗАННЫХ ЭМИТТЕРОМ., отчет, 1 января 1969 г .; Стэнфорд, Калифорния. (https://digital.library.unt.edu/ark:/67531/metadc1053053/: по состоянию на 25 августа 2021 г.), Библиотеки Университета Северного Техаса, Цифровая библиотека UNT, https://digital.library.unt.edu; кредитование Департамента государственных документов библиотек ЕНТ.

    Amazon.com: NTE Electronics PN2222A Кремниевый транзисторный усилитель звука NPN и переключатель, корпус TO-92, постоянный ток коллектора 1 А, напряжение коллектор-эмиттер 40 В (упаковка из 5 шт.): Industrial & Scientific


    Был: 5 долларов.97 Подробности
    Сделка: 5,20 долл. США (1,04 $ / Транзистор) + Без залога за импорт и $ 13,77 за доставку в Российскую Федерацию Подробности
    Вы экономите: 0,77 доллара США (13%)
    • Убедитесь, что это подходит введя номер вашей модели.
    • Напряжение коллектор-база 75 В
    • Напряжение эмиттер-база 6В
    • 625 мВт общая рассеиваемая мощность устройства
    • Вес упаковки: 0,018 килограмма
    ]]>
    Характеристики данного продукта
    Фирменное наименование NTE Electronics
    Ean 076824

    98

    Глобальный торговый идентификационный номер 0076824

    98

    Вес изделия 3.65 фунтов
    Номер модели PN2222A
    Кол-во позиций 5
    Номер детали PN2222A
    Диапазон температур -55-150 градусов Цельсия
    Код UNSPSC 32110000
    UPC 76824

    98

    Напряжение 40 вольт

    Общие сведения о биполярных транзисторных переключателях


    Plate 1

    by Lewis Loflin

    Здесь будет представлено широкое внедрение переключающих транзисторов PNP и NPN, ориентированных на общие 5-вольтовые микроконтроллеры.Биполярные транзисторы состоят из двух полупроводниковых переходов (таким образом, биполярных), которые служат для широкого круга электронных применений, от усилителей звука до цифровых схем.

    Здесь нас интересует только их использование в качестве электронных переключателей для управления нагрузками, такими как реле, лампы, двигатели и т. Д. Они бывают в различных упаковках и стилях корпусов.


    Табличка 2

    На табличке 2 выше мы видим электронные символы как для NPN, так и для NPN. Они работают точно так же, за исключением противоположных электрических полярностей.Если набор транзисторов имеет точные электрические свойства, но противоположные полярности, они называются дополнительной парой .

    Другой тип транзисторов известен как полевые МОП-транзисторы или металлооксидные полупроводниковые полевые транзисторы , которые будут рассмотрены отдельно.



    Пластина 3

    На Таблице 3 показаны типичные электрические соединения для биполярных транзисторов PNP и NPN в системе микроконтроллера с отрицательным заземлением. Обратите внимание на то, что ток на этих иллюстрациях изменяется от отрицательного к положительному.

    Обратите внимание на стрелки, обозначающие ток — с PNP ток коллектора (Ic) идет от коллектора (C) к эмиттеру (E), а NPN Ic — от эмиттера к коллектору.

    Обратите внимание на положение транзисторов относительно GND, +12 В и нагрузки в этом случае двигателей постоянного тока. Работая как переключатель для включения-выключения двигателя, транзистор PNP расположен на стороне + Vcc нагрузки и будет источником тока.

    С NPN-транзистором справа переключатель находится на стороне заземления нагрузки и, как говорят, принимает ток.

    Приемник и источник важны при подключении программируемых логических контроллеров (ПЛК), используемых для управления оборудованием в промышленности.

    Нажимной переключатель Sw1 течет ток от GND через R1, и смещает в прямом направлении базу (B) относительно эмиттера. Это объединяется с током коллектора, чтобы произвести ток эмиттера обратно к источнику питания 12 В.

    Push Sw2, это позволяет току от GND через эмиттер, который выплескивается, чтобы сформировать Ib и Ic для транзистора NPN.Это слишком прямое смещение перехода база-эмиттер. Отношения для обоих следующие:

     
    Т.е. = Ic + Ib;
    hfe = Ic / Ib.
      

    Значения hfe представляют усиление по постоянному току — небольшой ток база-эмиттер создает больший ток эмиттер-коллектор.

    При использовании в качестве переключателей транзисторы используются в режиме насыщения , где дополнительный ток база-эмиттер не создает дополнительного тока коллектор-эмиттер.



    Пластина 4

    На четвертой пластине показано, как проверить PN-полупроводниковый переход.Диод — это самый простой полупроводниковый переход, в котором ток течет только в одном направлении. Цифровой вольтметр (DVM) должен выполнять функцию проверки диода, которая подает достаточно напряжения для прямого смещения диода, когда катодная сторона является отрицательной, а анодная сторона — положительной.

    Если провода DVM перевернуты, ток не протекает. Падение напряжения на PN-переходе с прямым смещением составляет примерно 0,6 В



    Пластина 5

    На пластине 5 показано, как два PN перехода в биполярных транзисторах действуют как встречные диоды.(Обратите внимание на противоположную полярность!) Ток не может течь от эмиттера-коллектора или коллектора-эмиттера. Когда переход база-эмиттер смещен в прямом направлении, ток течет через смещенный в обратном направлении переход база-коллектор.



    Пластина 6

    На пластине 6 мы используем транзистор TIP41 NPN номиналом 6 ампер с минимальной hfe 20. Всегда принимайте наименьшее hfe из листов характеристик транзистора!

    Наша нагрузка (светодиод) требует 100 мА, чтобы найти необходимый ток база-эмиттер Ib = Ic / hfe = 0.1 А / 20 = 5 мА. Я предполагаю, что Ib равен 10 мА, чтобы убедиться, что TIP41 полностью отключается (насыщение).

    При вводе 5 В от Arduino, PIC и т. Д. Вычтите 0,6 В для напряжения база-эмиттер, а затем разделите 4,4 В / 10 мА = 440 Ом.

    Обратите внимание, что напряжение эмиттер-коллектор на транзисторе при насыщении составляет 0,5 В.



    Пластина 7

    2N3055 — это транзистор очень большой мощности, предназначенный для подачи сильного тока. В этом случае мы управляем двигателем на 10 ампер. Разделите 10 ампер на 20, нам понадобится не менее 500 мА.Это никак не сработает, потому что вывод Arduino, PIC и т. Д. Просто не может обеспечить такой уровень тока привода.



    Пластина 8

    На рисунке 8 представлена ​​так называемая конфигурация Дарлингтона, в которой ток коллектора-эмиттера одного транзистора обеспечивает ток база-эмиттер второго транзистора. Значения hfe для каждого транзистора равны , умноженному на вместе, чтобы получить значительное усиление по току в этом примере 2000.

    Q2 также будет известен как предварительный драйвер.



    Пластина 9

    На пластине 9 показано, как подключить транзистор PNP к Arduino или аналогичному микроконтроллеру. Поскольку высокое напряжение 11 В на базе Q1 разрушит вывод ввода / вывода (ограничено 5 В), мы должны использовать транзисторный переключатель NPN (Q2) в качестве предварительного драйвера.



    Пластина 10

    На пластине 10 мы используем высокомощный Mj2955 (дополнение к более раннему 2N3055) с транзистором TIP42 PNP для формирования транзистора Дарлингтона. Мы снова используем предварительный драйвер NPN для защиты вывода ввода / вывода микроконтроллера от высокого базового напряжения Q2.

    Надеюсь, серия была полезной. Любые исправления, предложения и т. Д. Пишите мне по адресу [email protected]

    .

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *