Каскодное включение транзисторов: Полевый + биполярный = ? | Старый радиолюбитель

Содержание

Полевый + биполярный = ? | Старый радиолюбитель

Описав схемы включения биполярных и полевых транзисторов нельзя обойти молчанием схемы, в которых эти два типа транзисторов неразрывно связаны.

Конечно, непременно хочется иметь такой активный элемент, который бы совмещал очень высокое входное сопротивление полевого транзистора и высокий коэффициент усиления по напряжению и мощности биполярного. Такую возможность представляют каскодные усилители и составные транзисторы.

Каско́дный усили́тель — электронный усилитель, содержащий два активных трёхэлектродных элемента, первый из которых для малого сигнала включен по схеме с общим эмиттером (истоком — для полевых транзисторов, катодом — для электровакуумных триодов), а второй — по схеме с общей базой (затвором, сеткой), но возможны варианты. Каскодные усилители обладают повышенной стабильностью работы и малой входной и проходной ёмкостью, расширенной полосой усиливаемых частот. Каскодные усилители — это не изобретение 21-го века (ничто не ново ….). Первые каскодные усилители работали еще на лампах. Год рождения такого включения активных элементов — предвоенный 1939 год. Отсюда (от ламповой техники) и название от соединения частей слов из словосочетания «КАСКад через катОД» (англ. «CASCade to cathODE»). Иногда каскодный усилитель называют просто «каскод».

Каскодная схема широко применялась в ламповой высокочастотной технике, так, например, входной усилитель высокой частоты в блоках ПТК ламповых телевизоров часто выполнялся по этой схеме. Это объяснялось высокой устойчивостью, к чему приводит существенное ослабление отрицательной обратной связи с выхода на вход усилителя через проходную ёмкость, что почти полностью подавляет нежелательное, с точки зрения усиления на высоких частотах (действие эффекта Миллера).

Но давай перейдем от ламп к транзисторам.

Каскодная схема состоит из двух последовательно включённых каскадов, при этом нагрузкой первого транзистора служит входная проводимость второго. Каскодные усилители имеют коэффициент усиления (передачи), равный произведению отдельно взятых коэффициентов передачи транзисторов, входящих в каскад. Усилители, где оба транзистора включены по схеме повторителей имеют коэффициент передачи по напряжению, практически равный единице (ОС-ОЭ).

Каскодное (двух, трех или более «этажное» включение полевых и/или биполярных транзисторов) позволяет простыми средствами добиться высокого коэффициента передачи, осла­бить проникновение выходного сигнала на вход усилителя, уп­ростить схему в целом, повысить устойчивость ее работы, повысить максимальное значение напряжения питания и ам­плитуду выходного сигнала, соответственно. «Двухэтажные» каскодные усилители требуют удвоения напряжения питания по сравнению с обычным включением транзисторов, при этом ток, потребляемый схемой, снижается вдвое.

Рис. 1. Каскодное включение транзисторов по схеме ОИ-ОЭ.

Рис. 1. Каскодное включение транзисторов по схеме ОИ-ОЭ.

На рис. 1 приведена простейшая схема каскодного включения полевого и биполярного транзистора. Использование разной структуры транзисторов позволяет обойтись минимумом деталей. В реальном усилителе по этой схеме нужно не забыть подать на затвор полевого транзистора отрицательное по отношению к истоку напряжение. Это можно осуществить включив в истоковую цепь резистора смещения, заблокированного по переменному току конденсатором, а затвор соединив с общим проводом резистором сопротивлением 100-800 кОм. Коэффициент усиления по напряжению складывается из коэффициента усиления каскада с ОИ — S*R, где крутизна транзистора в мА/В, сопротивление в килоомах. Коэффициент усиления VT2 — h31э. Справа приведена практическая схема, которая хороша тем. что можно заземлить выходной контур.

Рис. 2. Каскодное включение транзисторов по схеме ОС-ОБ.

Рис. 2. Каскодное включение транзисторов по схеме ОС-ОБ.

На рис. 2 каскодный каскад по схеме ОС-ОБ. Каскад на VT1 имеет очень высокое входное сопротивление (практически равно сопротивлению резистора R1) и его можно подключить непосредственно к высокодобротному контуру предыдущего каскада. Кроме того, он является трансформатором сопротивления и усиливает сигнал по мощности. Каскад на транзисторе VT2 собран по схеме с ОБ и усиливает сигнал по напряжению, имея при этом имея высокое выходное сопротивление. Резистор R3 является резистором смещения, обеспечивая необходимый режим работы биполярного транзистора. Справа практическая схема, в которой можно применить транзисторы типа КП303 и КТ315 (лучше КТ368). С такими транзисторами схема дает усиление 15-50 на частотах до 100 МГц.

Рис. 3. Каскодное включение транзисторов по схеме ОИ-ОБ.

Рис. 3. Каскодное включение транзисторов по схеме ОИ-ОБ.

Каскод по схеме ОИ-ОБ чаще всего используется в усилителях радиочастот, так как имеет высокий общий коэффициент усиления, высокое входное и выходное сопротивления. Уровень собственных шумов определяется шумами полевого транзистора. Интересным схемотехническим решением, позволяющим заметно выиграть в соотношении сигнал/шум, создав таким об­разом сверхмалошумящие усилители, является, параллельное включение в нижнем плече схемы нескольких однотипных полевых тран­зисторов. Общий коэффициент усиления транзи­сторов суммируется. В то же время уровень шумов возрастает только пропорционально корню квадратному из числа параллельно включенных транзисторов. В итоге, если включить параллельно 4 транзистора, соотношение сигнал/шум улучшится в 2 раза; при девяти транзисторах — в 3 раза и т.д. В этот усилитель легко можно ввести систему АРУ, оторвав от общего провода вывод конденсатора С6 и включив в разрыв биполярный n-p-n транзистор, подав на его базу сигнал с выпрямителя АРУ. Такой случай я описывал в других статьях.

Еще несколько интересных каскодных схем.

Рис. 4. Схема высокостабильного уПЧ.

Рис. 4. Схема высокостабильного уПЧ.

Оригинальная схема УПЧ разработана Б.Родиным, RW3AY, («РадиоДизайн» №4 1996г — №1 1997г). Автору удалось реализовать устойчивый коэффициент передачи УПЧ на частоте 9 Мгц — 90 дБ, хотя это и не предел. Для KB приемника большая величина и, в ряде случаев, может быть даже чрезмерная. При изготовлении усилителя не требуется принимать особых ухищрений. Можно, конечно, постараться и удовлетворить определенным конструкторским требованиям, налагаемым на подобные устройства — сборка в линейку, секционирование, полная экранировка и т.п. Но этого не потребовалось. В одном из своих макетов из-за нехватки места я завернул схему УПЧ таким образом, что ее выход оказался недалеко от входа, но это обстоятельство не повлияло на устойчивость усилителя, хотя, так делать нельзя, но уже по другим соображениям. Следует добавить, что повторитель имеет входное сопротивление 390 … 430 Ом на частотах около 9 МГц, а каскодный усилитель — резонансный, следовательно, для обеспечения необходимой добротности колебательного контура требуется предусмотреть его частичное включение. Подробности- у автора: http://ra3ggi.qrz.ru/UZLY/rd970103.htm

Еще одна схема УПЧ, предназначена для УКВ-приемника с нестандартной промежуточной частотой 31,5 МГц , т.е. она вполне применима для трансивера с преобразованием вверх.

Рис. 5. Схема УПЧ для УКВ приемника.

Рис. 5. Схема УПЧ для УКВ приемника.

Подробная информация здесь: http://auto-ally.ru/jurnalistika/64/index.html. Недостатком этой схемы является отсутствие системы АРУ. Её можно ввести если в истоковые цепи ввести резисторы сопротивлением 300-600 Ом, а параллельно ему — как в предыдущей схеме. При таком способе АРУ не меняется режим транзисторов по постоянному току, а усиление меняется за счет изменения ООС по переменному току.

Последняя схема на биполярных транзисторах средней мощности имеет коэффициент усиления по мощности порядка 16 дБ при полосе от 3 до 35 МГц.

Рис. 6. Каскодный усилитель по схеме ОЭ-ОБ.

Рис. 6. Каскодный усилитель по схеме ОЭ-ОБ.

Подробности по тому же адресу, что и предыдущая схема.

Всем удачи и здоровья.

14 Усилительные каскады на двух транзисторах

3.6 Усилительные каскады на двух транзисторах

3.6.1 Каскодный усилитель


К усилительным каскадам на двух транзисторах принято относить каскодный усилитель и дифференциальный усилитель. Первый принято использовать там, где схема усилителя ОЭ не удовлетворяет по своим частотным свойствам. В усилителе (рисунок 3.6.1 –а) выход связан со входом

через емкость коллекторного перехода транзистора СК, что приводит к увеличению входной емкости каскада до значения

                       ,

где Ки ≈ αRK/RЭ коэффициент усиления каскада по напряжению. Это ограничивает верхнюю граничную частоту ωВ и может привести к самовозбуждению каскада на высоких частотах.

Для уменьшения влияния емкости СК на частотные характеристики каскада ОЭ применяется каскодная схема ОЭ-ОБ (рисунок 3.6.1-б). Здесь транзистор Т1 включен по схеме ОЭ, а транзистор Т2 по схеме ОБ (потенциал базы транзистора Т2 зафиксирован источником Е). Нагрузкой транзистора Т1 является малое входное сопротивление транзистора Т2

Рекомендуемые файлы

                  

При этом транзистор Т1 работает в режиме, практически близко к короткому замыканию коллекторной цепи, и его коэффициент усиления очень мал:

                           

Благодаря этому практически исключается связь между коллектором транзистора Т1 и его базой через емкость СК1 и значительно снижается влияние емкости СК1 на граничную частоту ωВ.

Емкость СК2 через источник Е соединена с общей шиной. Поэтому обратная связь между выходом и входом каскодной схемы практически отсутствует, что резко снижает опасность самовозбуждения усилителя.

Верхняя граничная частота каскодной схемы без учета частотной зависимости коэффициентов передачи тока α1 и α2 определяется, как и для каскада ОБ, емкостью СК2 и сопротивлением RК (постоянной времени RК СК2) и значительно больше, чем в каскаде ОЭ, где постоянная времени за счет емкости СК при большем внутреннем сопротивлении источника сигнала RГ достигает значения СК (b0+1)RК.

Коэффициент передачи тока каскадной схемы:

                                        (3. 6.1)

Из (3.6.1) видно, что коэффициент передачи тока в каскодной схеме мало отличается от коэффициента передачи тока α1 транзистора Т1. Следовательно, коэффициент усиления и входное сопротивление будут такими же, как и в каскаде ОЭ. Таким образом, каскодкая схeмa ОЭ-ОБ, обладая такими же усилительными свойствами, как и каскад ОЭ, имеет более широкую полосу пропускания (как каскад ОБ) и в значительно меньшей степени подвержена самовозбуждению. Благодаря таким свойствам каскодная схема ОЭ-ОБ находит широкое применение в широкополосных и резонансных усилителях и в дифференциальных усилителях для получения большего усиления и хороших частотных свойств.

На рис. 3.6.1 -в приведена каскодная схема ОК-ОБ. Она применяется в составе АИС тогда, когда постоянный уровень выходного напряжения должен быть ниже уровня входного напряжения для обеспечения непосредственной вязи с последующими каскадами. Транзистор Т1 включен по схеме ОК, а транзистор Т2 — по схеме ОБ. Включение Т2 по схеме ОБ позволяет исключить обратную связь через емкость СК2 между выходом и входом усилителя, что расширяет полосу пропускания и препятствует самовозбуждению. Транзистор Т1, включенный по схеме ОК, обеспечивает большое входное сопротивление.

Коэффициент усиления каскодной схемы, считая коэффициент передачи каскада ОК близким к единице,описывается выражением:

                   

Учитывая, что RГ = RВЫХ.1=rЭ1+ rБ1(1-α1) и RВХ.2 = rЭ2+ rБ2(1-α2) и считая параметры транзисторов одинаковыми, можно записать

                                                      (3.6.2)

Таким образом, усиление каскодной схемы близко к усилению каскада ОЭ. Для получения большего усиления, вместо коллекторной нагрузки RK включают стабилизатор тока. Каскодная схема ОК-ОБ применяется во входных дифференциальных каскадах операционных усилителей.

3.6.2 Дифференциальные усилители. Принцип действия и

основные параметры

Дифференциальный усилитель (ДУ) приведен на рисунке 3.6..2. Он

имеет два входа и в общем случае два выхода и служит для усиления разности напряжений, подаваемых на его входы:

ДУ усиливает сигнал, как правило, с постоянной составляющей, т, е. является усилителем постоянного тока (УПТ).

Параметры плеч ДУ одинаковы (RК1 = RК2 = RК), транзисторы Т1 и Т2 идентичны. Общей эмиттерной нагрузкой транзисторов Т1 и Т2 является резистор RЭ. Совместно с источником ЕЭ он образует генератор тока I0. Нагрузка может подключаться к одному из выходов (несимметричный выход) или между коллекторами транзисторов (симметричный выход). При симметричном выходе плечи ДУ (резисторы RК1 , RК2 и транзисторы Т1Т2) образуют сбалансированный мост, в диагональ которого включается нагрузка.

Получение хорошей симметрии плеч ДУ при выполнении его на дискретных элементах затруднено, особенно в широком диапазоне температур. Поэтому транзисторные ДУ не получили широкого распространения. С переходом к интегральной технологии высокая симметрия плеч ДУ в широком диапазоне температур достигается согласованием параметров транзисторов и резисторов технологическим путем. Благодаря этому ДУ получили широкое распространение в АИС.

Рассмотрим принцип работы и получим основные усилительные параметры ДУ. Для этого представим входные сигналы в виде синфазных и дифференциальных (разностных) составляющих:

                                            (3. 6.3)

                            (3.6.4)

Полусумма

                           (3.6.5)

называется синфазным входным напряжением (еСФ, UВХ.СФ), а полуразность

                              (3.6.6)

дифференциальным входным напряжением (еД, UВХ.Д).

С учетом принятых определений входные сигналы можно представить следующим образом:

                                                (3.6.7)

             (3.6.8)

Как видно из выражений (3.6.7), (3.6.8), синфазные входные напряжения имеют одинаковую величину и полярность, а дифференциальные — одинаковую величину и разную полярность.

Пример1. Пусть еГ1 = 0,6В и еГ2 = 0,3В. Тогда еСФ = 0,45В и еД=0,15В. Если еГ1 = 0,4В и еГ2 = 0,1В. Тогда еСФ = 0,25В и еД=0,15В.

В этих примерах дифференциальные сигналы одинаковы, а синфазные — разные. Синфазное входное напряжение еСФ — это уровень на входах, относительно которого подаются дифференциальные сигналы на первый вход (UВХ.Д1= UВХ.Д) и на второй вход (UВХ.Д2= -UВХ.Д).

Представим, таким образом, выходные напряжения через синфазные и дифференциальные составляющие. При этом будем учитывать, что выходные напряжения содержат постоянную составляющую UВЫХ.01= UВЫХ.02= UВЫХ.0, которая имеет место при еГ1 = еГ2 = 0. С учетом этого переменные составляющие выходных напряжений принимают вид:

                                (3.6.9)

                                               (3. 6.10)

Полные значения выходных напряжений с учетом постоянной составляющей UВЫХ.0 определяются соотношениями:

        

Введем понятия коэффициентов усиления (передачи): коэффициент передачи синфазного напряжения

 или 

коэффициент усиления дифференциального напряжения

 или 

Оцределим основные параметры ДУ. Для этого рассмотрим три случая.

1. Входные напряжения равны нулю, еГ1 = еГ2 = 0 (рис. 3.6.3-а). В этом случае еСФ = 0В и еД=0В и, следовательно, UВЫХ.СФ = 0 и UВЫХ.Д = 0, а UВЫХ.1 = UВЫХ.2 = UВЫХ.0. Можно определить UВЫХ.0 .При еГ1 = еГ2 = 0 оба транзистора открыты и общий эмиттерный ток I0делится поровну между ними:

                          

Тогда коллекторные токи будут

                       

Зная коллекторные токи, можно определить

    


Общий эмиттерный ток I0 определим из рисунка 3. 6.2 при еГ1 = еГ2 = 0

                         

Тогда

                                              (3.6.11)

2. На входы поданы только синфазные сигналы (рис. 3.6.3-б)Пусть , еГ1 = еГ2 =еСФ > 0, а еСФ=0 Тогда эмиттерные токи транзисторов Т1 и Т2(под действием сигнала еСФ >0 получают приращения

                 

Последнее соотношение позволяет представить ДУ в виде одного каскада ОЭ с эмиттерной нагрузкой 2RЭ (рисунок 3.2.6). Коэффициент усиления такого каскада по аналогии с каскадом ОЭ определяется соотношениями:

 (3.6.12)

      (3.6.13)

Выражения (3.6.12), (3.6.13) справедливы при RН >> RК Если сопротивление нагрузки RН сравнимо с RК, то вместо RК надо учитывать эквивалентное сопротивление нагрузки

                               

Из выражений (3. 6.12), (3.6.13) видно, что с увеличением RЭ коэффициент передачи синфазного сигнала КеСФ, КСФ уменьшается. Это объясняется действием отрицательной обратной связи, создаваемой резистором RЭ.

Синфазное выходное напряжение UВЫХ.СФ (рис. 3.6.3,-б) определяется соотношением

           

3. На входы поданы, только дифференциальные сигналы (рис. 3.6.3 — в). Пусть еГ1 = — еГ2 . И пусть еГ1 >0. Тогда еСФ= 0, а еД1 = еГ1>0, еД2 = еГ2< 0. Ток IЭ1 возрастет на ∆IЭ1 а ток IЭ2 уменьшится на ∆IЭ2. Приращение общего эмиттерного тока ∆I0 составит ∆I0= ∆IЭ1 IЭ2 и при симметрии плеч ДУ

                     ∆IЭ1 = ∆IЭ2 и ∆I0 = 0.

Падение напряжения на резисторе RЭ от дифференциального сигнала ∆UЭД = ∆I0RЭ= 0. Это означает, что резистор RЭ не создает отрицательной обратной связи для дифференциального сигнала и позволяет представить каждое из плеч ДУ в виде каскада ОЭ (рис. 3.2.4). Тогда коэффициент усиления дифференциального сигнала

      (3.6.14)

                               (3.6.15)

Из выражений (3.6.14), (3.6.15) видно, что коэффициент усиления дифференциального сигнала не зависит от RЭ и три большом сопротивлении RЭ Ке.Д>>Ке.СФ (Ке.Д>>Ке.СФ). Другими словами, ДУ усиливает дифференциальное входное напряжение и ослабляет синфазное.

Зная коэффициенты усиления КеСФ (или КСФ), Ке. Д (или КД) и постоянную составляющую выходного напряжения UВЫХ.0 можно определить полные выходные напряжения ДУ:

       

Выходные напряжения, кроме дифференциальной составляющей Ке.ДеД, являющейся полезным сигналом, содержат синфазную составляющую, которая является ошибкой.

Для уменьшения синфазного сигнала применяют симметричный выход. При этом выходное напряжение

          (3.6.16)

где индексами «1» и «2» обозначены коэффициенты усиления и постоянные составляющие выходных напряжений левого и правого плеч ДУ соответственно. При симметрии плеч выходное напряжение содержит только разностный сигнал

                                     

             

Реальный усилитель всегда имеет асимметрию плеч. Поэтому даже при симметричном выходе выходное напряжение содержит синфазный сигнал и разность постоянных составляющих, которые являются ошибками, а при несимметричном выходе синфазный сигнал на каждом из выходов будет значительно больше. Для уменьшения погрешностей надо ослаблять (подавлять) синфазный сигнал и стабилизировать уровни выходных напряжений UВЫХ01 и UВЫХ02 . Ослабление синфазного сигнала количественно оценивают коэффициентом ослабления «синфазных входных напряжений

             или

Из соотношений (3.128), (3.129), (ЗЛЗО) и (3.131) получаем

(3.6.17)

а при RГ=0

(3.6.18)

Из выражений (3.6.17), (3.6.18) видно, что с увеличением сопротивления резистора RЭ возрастает коэффициент ослабления. Для получения большого коэффициента ослабления вместо резистора RЭ включают стабилизатор тока на транзисторах ТЗ, Т4 (рисунок 3.6.4). При низкоомном делителе R4, R5, когда R4R5/ (R4+R5)<<(b0+1)R3, транзистор Т3 включен по схеме, близкой к ОБ, и динамическое сопротивление стабилизатора определяется сопротивлением коллекторного перехода транзистора ТЗ, т. е. RСТ=rK. Подставляя в выражения (3.6.17), (3.6.18) вместо RЭ сопротивление rК, можно записать

                                                  (3.6.19)

а при RГ =0

                                                               (3.6.20)

 Пример. Пусть RГ = 200 Ом, rБ = 300 Ом, RЭ = 1 кОм, rЭ =10 Ом, α0 = 0,98, rК =1 МОм. Тогда для ДУ без стабилизатора тока из выражения (3.6.18)

 или КОСЛ(дБ) = 40 дБ

В ДУ со стабилизатором тока из выражения (3.6.19)

  или КОСЛ(дБ) = 100 дБ

Как видно из примера, применение стабилизатора тока значительно увеличивает коэффициент ослабления синфазного сигнала. Кроме того, температурная стабилизация тока стабилизатора I0с помощью транзистора Т4 в диодном включении обеспечивает стабилизацию уровней выходных напряжений UВЫХ01 и UВЫХ02 . Поэтому ДУ cо стабилизатором тока находят широкое применение в качестве входных каскадов интегральных операционных усилителей.

Важным параметром ДУ является входное сопротивление для дифференциального сигнала RВХ.Д или просто входное сопротивление RВХ. Это сопротивление со стороны одного из входов ДУ при заземленном другом входе. Если заземлить вход 2 (рис. 3.6.1), то эмиттерная цепь транзистора Т1 будет нагружена на входное сопротивление транзистора Т2, включенного по схеме ОБ. Входное сопротивление такого каскада при одинаковых параметрах

транзисторов Т1 и Т2 определяется соотношением

           

где

                      

тогда

          

Учитывая, что

                    

получим

                                                          (3.6.21)

Таким образом, входное сопротивление ДУ обратно пропорционально общему эмиттерному току I0.

Точностные параметры ДУ. При анализе ДУ предполагалось, что аллели его симметричны (параметры плеч одинаковы). В реальных усилителях плечи несимметричны. Поэтому при еГ1 = еГ2.=0 выходное напряжение ДУ на симметричном выходе не равно нулю, UВЫХ ¹ 0. Кроме того, во входных цепях ДУ протекают входные токи IВХ1, IВХ2, создавая падения напряжений на «сопротивлениях RГ1, RГ2 . Если RГ1¹RГ2 или IВХ1¹IВХ2, что даже при отсутствии входных сигналов (еГ1 = еГ2.=0) на входе усилителя появляется дифференциальное напряжение UВХ.Д = IВХ1RВХ1 — IВХ2RВХ2, которое усиливается усилителем и является погрешностью ДУ. Для характеристики точности работы ДУ вводят точностные параметры.

Напряжение смещения UCM — это дифференциальное входное напряжение UСМ = UВХ 1— UВХ2 , при котором UВЫХ =0

Входной ток ДУ (средний входной ток) IВХ это среднее арифметическое значение входных токов IВХ1 и IВХ2 при условии, что UВЫХ= 0

                       

Разность входных токов ∆IВХ — абсолютное значение разности входных токов, измеренных при UВЫХ =0

                      

Обычно разность входных токов на порядок меньше входного тока. К точностным параметрам относится также коэффициент ослабления синфазных входных напряжений КОСЛ.

3.6.3 Типы дифференциальных усилителей

Дифференциальные усилители широко применяются в аналоговых устройствах для усиления сигналов как постоянного, так и переменного тока. Их можно разделить на две группы:

— однокаскадные ДУ, которые выполняются в виде законченных ИС и применяются для усиления сигналов постоянного и переменного тока;

дифференциальные усилители, являющиеся входными и последующими каскадами многокаскадных операционных усилителей.

К первой группе относятся различные варианты основной схемы ДУ (рис. 3.6.4), которые используются в качестве усилителей постоянного и переменного тока. Они содержат, как правило, дополнительные элементы и выводы, позволяющие менять режим работы транзистора ТЗ стабилизатора тока (задавать разные значения тока I0). В некоторых типах усилителей предусмотрена возможность изменять ток I0 с помощью внешнего управляющего напряжения, подаваемого на базу транзистора Т3. Это позволяет изменять коэффициент усиления в широких пределах за счет изменения входного сопротивления (3.6.21) и используется для создания автоматической регулировки усиления.

Примерами ДУ настоянного тока являются усилители 122УД1,К198УТ1 и др. [11]. В усилителе К198УТ1 выходными каскадами являются эмиттерные повторители, что уменьшает выходное сопротивление. В нем предусмотрена также автоматическая регулировка усиления [11].

Дифференциальный усилитель К175УВ4 предназначен для усиления сигналов высокой частоты в полосе частот до 150 МГц. В качестве коллекторных нагрузок транзисторов включаются внешние навесные резисторы, через которые подается питающее напряжение, и навесной резонансный контур [11].

Во входных каскадах операционных усилителей применяют ДУ двух типов.

В основу первого типа положен ДУ с резистивными нагрузками и стабилизатором тока (рис. 3.6.4). Для расширения полосы пропускания и повышения устойчивости к самовозбуждению вместо транзисторов Т1 и Т2 применяют каскодные схемы ОЭ-ОБ (рис. ?????). Входное сопротивление увеличивают применением составных транзисторов ОК-ОБ (рис. ?????) или входных эмиттерных повторителей. При использовании составных транзисторов входное сопротивление ДУ (3.6.21) возрастает до значения

                       

Однако применение составных транзисторов и эмиттерных повторителей приводит к увеличению напряжения смещения UСМ и его температурного дрейфа.

В новых типах операционных усилителей применяют входные ДУ с несимметричным выходом. Упрощенная схема такого ДУ приведена на рисунке 3.6.5. Коллекторными нагрузками входных р-п-р траяаисторов Т1, Т2 является стабилизатор тока (транзисторы Т3,Т4). Большое динамическое сопротивление стабилизатора позволяет получить большое усиление при небольшом питающем напряжении К и требуемом уровне тока I0. На несимметричном выходе ДУ получается полное изменение дифференциального сигнала в отличие от основной схемы ДУ (рис. 3.6.4), у которой с несимметричного выхода снимается только половина дифференциального сигнала. Достигается это следующим образом. Пусть напряжение UВХ1 уменьшилось, а UВХ2 увеличилось на ∆UВХ. Тогда токлевого плеча IК1 увеличится, а ток правого плеча IК2 уменьшится на ∆ I относительно тока покоя

               , 

 В отражателе тока ТЗ, Т4 коллекторный ток транзистора Т4 (выходной ток отражателя IК4) всегда повторяет коллекторный ток транзистора Т3 (опорный ток IК3). Но IК3= IК1 следовательно,

                 

Выходной ток ДУ

 

Таким образом, в нагрузке получается удвоенное изменение тока, т. е. на несимметричном выходе мы имеем полный дифференциальный сигнал. Полезным является и то, что потенциал на выходе ниже, чем на входе. Это позволяет соединять выход ДУ непосредственно с последующими каскадами без дополнительных устройств смещения уровня.

Для увеличения входного сопротивления вместо транзисторовТ1 и Т2 применяют каскодные схемы ОК-ОК ((рис. !!!!!!в), МОП-1транзисторы или супербета транзисторы, а в качестве нагрузки — отражатель тока . При использовании МОП-транзисторов входные токи уменьшаются до уровня 10-9 А, а входное сопротивление достигает 1011…1013 OM. Недостатками ДУ с MOП транзисторами является сильная зависимость входных токов оттемпературы при изменении температуры на 100°С входные токивозрастают на два порядка), большое напряжение смещения (до30…50 мВ) и большой его температурный дрейф (до 40 мкB/°C).По этой причине в настоящее время отдают предпочтение ДУ с супербета транзисторами, которые имеют коэффициент передачи тока β=3000…5000 и позволяют снизить входные токи до десятков-единиц наноампер.

Контрольные вопросы

         1. Перечислите основные параметры электронных усилителей.

         2. Приведите классификацию электронных усилителей.

         3. При каких условиях нелинейные искажения увеличиваются?

         4. Сравните усилители с ОЭ, ОБ, ОК и с ОИ, ОЗ, ОС по коэффициентам усиления.

         5. Сравните усилители с ОЭ, ОБ, ОК по значениям RВХи RВЫХ. Чем обусловлено их различие?

    6. Сравните частотные свойства каскадов с ОЭ, ОБ, ОК и с ОИ, ОЗ, ОС, объясните причины различия.

    7. Какой усилитель (ОЭ, ОБ, ОК) обладает наибольшим коэффициентом усиления?

    8. Какой усилитель (ОЭ, ОБ, ОК) обладает наибольшим  входным сопротивлением, наибольшим выходным сопротивлением?

    9. Какой усилитель (ОЭ, ОБ, ОК) обладает наибольшей температурной нестабильностью?

    10. Объясните назначение всех компонентов схем усилителей с ОЭ, ОБ, ОК, ОИ, ОС, 0З.

         11. Каковы основные способы задания режима транзистора в усилительных каскадах  ОЭ, ОБ, ОК?

12. Когда следует применять усилительные каскады, включенные по схеме с ОЭ, ОБ, ОК или с ОС, ОИ, ОЗ?

     13. Объясните влияние температуры на режим работы усилительных каскадов с ОЭ, ОБ, ОК.

14. Какие вы знаете способы температурной стабилизации режима работы усилительных каскадов?

         15. Как влияет ООС на амплитудно-частотную характеристику усилителя?

         16. Приведите схемы усилителей на биполярных и униполярных транзисторах с местными ООС по постоянному току и дайте их краткую характеристику.

17. Перечислите паразитные RC-цепочки в усилителях. Как они влияют на  их АЧХ и форму усиливаемого прямоугольного импульса?

         18. Какие элементы схем усилителей образуют интегрирующие и дифференцирующие цепи?

Рекомендуем посмотреть лекцию «4 Общие понятия о подвижном составе».

         19. За счет чего в каскодных схемах усилителя расширяется полоса пропускания?

20. Чем объясняется свойство дифференциальных усилителей подавлять сигналы помех?

21. Почему в дифференциальных усилителях применяют генераторы тока?

22. Объясните механизм действия ООС по току и по напряжению.

23. Объясните назначение и механизм действия внутрикаскадных и межкаскадных фильтров по питанию.

oe-oe-ob

 

Каскодный усилитель по схеме ОЭ-ОЭ-ОБ и его «производные».

Рис.1. Принципиальная электрическая схема каскодного усилителя по схеме ОЭ-ОЭ.

     На рисунке 1 показана широко распространенная схема усилителя, выполненная на двух биполярных транзисторах по каскодной схеме, в которой оба транзистора включены по схеме с общим эмиттером (ОЭ-ОЭ). Входное сопротивление этой схемы такое же, как каскада на одиночном транзисторе по схеме включения с ОЭ (от несколько сотен Ом до нескольких кОм), выходное сопротивление – аналогично вышеназванному каскаду (несколько десятков кОм). Возможный коэффициент усиления по напряжению – 1000…3000. Главной отличительной чертой этого каскада является наличие отрицательной обратной связи по постоянному току

из цепи эмиттера второго транзистора в цепь базы первого транзистора. В результате чего схема обладает высокой стабильностью режимов транзисторов. Это выражается в следующем: после прогрева радиодеталей или возникновения других дестабилизирующих факторов схема автоматически возвращается в режим первоначальной установки.

Рис.2. Принципиальная электрическая схема каскодного усилителя по схеме ОЭ-ОБ.

     На рисунке 2 показана не менее распространенная каскодная схема усилителя, в которой первый транзистор включен по схеме с ОЭ, а второй с ОБ. Питание транзисторов последовательное. Входное сопротивление соответствует входному сопротивлению одиночного каскада, включенного по схеме с ОЭ (от нескольких сотен Ом до нескольких кОм), а выходное – несколько превышает выходное сопротивление каскада на одиночном транзисторе, включенном по схеме с ОБ (несколько десятков или сотен кОм). Главной отличительной особенностью данного каскада является

малая внутренняя обратная связь (с выхода на вход), в результате чего усилитель может дать большое устойчивое усиление без нейтрализации (резонансный усилитель) или коррекции этой связи. Так два каскада на одиночных транзисторах (ОЭ) могут дать усиление по напряжению не выше 40 дБ, а вышеназванный каскад (ОЭ-ОБ) 60 дБ и более.

Рис.3. Принципиальная электрическая схема каскодного усилителя по схеме ОЭ-ОЭ-ОБ.

     Если оба вышеназванные каскады объединить в один, то полученный каскад будет обладать полезными свойствами, имеющимися в обоих данных каскадах. То есть, он будет обладать высокой стабильностью режимов транзисторов и большим устойчивым усилением

. Что и подтвердилось на практике. Такой каскад показан на рисунке 3. Первый и второй транзисторы включены по схеме с общим эмиттером (ОЭ), а третий с общей базой (ОБ). Входное сопротивление данного каскада такое же, как и каскадов показанных на рисунках 1 и 2 (от нескольких сотен Ом до нескольких кОм), а выходное — как на рисунке 2 (несколько десятков или сотен кОм). Коэффициент усиления по напряжению составляет один — два десятка тысяч. Частотный диапазон усилителя (с теми типами транзисторов и номиналами конденсаторов, что указаны на схеме) простирается от 100 кГц до 23 МГц (ниже и выше по частоте – плавный завал АЧХ). Кроме того, следует обратить внимание на то, что данный усилитель содержит меньшее количество радиодеталей, чем его прототипы вместе взятые. Это как раз тот случай, когда «два плюс два – не равно четырем»! Усилитель очень устойчив – возбудов не наблюдалось во всем рабочем диапазоне частот.

Рис.4. Принципиальная электрическая схема каскодного усилителя по схеме ОИ-ОЭ-ОБ.

     На рисунке №4 показана схема каскодного усилителя, в которой первый транзистор (полевой) включен по схеме с общим истоком (ОИ), а два последующих биполярных транзистора с общим эмиттером (VT3 — ОЭ) и общей базой (VT2 — ОБ). Работа этой схемы аналогична схеме, показанной на рисунке №3 и, собственно, является логическим продолжением этой схемы. Но она имеет и некоторые преимущества перед предыдущей схемой, это — возможность регулировки усиления по второму затвору как в ручном режиме, так и с использованием АРУ. Кроме того, вход усилителя обладает высоким входным сопротивлением, а на его выходе применена обмотка связи, с помощью которой можно согласовать выход усилителя с последующим каскадом по сопротивлению. На второй затвор VT1 подается напряжение в пределах 0…+5 вольт. В коллекторную цепь транзистора включен параллельный колебательный контур L1, C4 (нагрузка), настроенный на частоту 500 кГц. Катушка L1 намотана на каркасе ПЧ транзисторного средневолнового приемника и содержит 75 витков провода ПЭЛ-0,16. Отвод от 20-го витка, считая снизу по схеме. Катушка L3 содержит 35 витков провода ПЭЛ-0,16. Намотки выполнены внавал. Сверху обмоток надето ферритовое кольцо (400НН).  Резистор R7 служит для установки режима транзисторов, при котором достигается максимальный коэффициент усиления всего усилителя. По своим параметрам этот усилитель аналогичен предыдущему.

Рис.5. Принципиальная электрическая схема каскодного усилителя по схеме с ОИ-ОЭ-ОБ с дополнительными резисторами в базовых цепях.

     На рисунке №5 показана схема аналогичная рисунку №4. Отличие состоит во введении в схему двух дополнительных резисторов R5, R6, которые позволяют установить индивидуально каждому биполярному транзистору нужный (наилучший, а не компромиссный) режим работы. Кроме того и сопротивление резисторов в стоке транзистора VT1 позволяет подобрать оптимальный режим и для этого каскада. В результате данный усилитель дает несколько больший коэффициент усиления  и обладает лучшей линейностью, по сравнению с предыдущим. На выходе усилителя добавлен парафазный каскад, служащий для получения дух сигналов с одинаковой амплитудой и фазами, отличающимися на 180 градусов (к его выходам можно непосредственно подключать  кольцевой диодный SSB-детектор).

Рис.6. Принципиальная электрическая схема каскодного усилителя по схеме ОИ-ОЭ-ОЭ.

     На рисунке №6 показана схема каскодного усилителя, выполненного по схеме включения транзисторов ОИ-ОЭ-ОЭ. Обратная отрицательная связь по постоянному току осуществляется через резистор R11. С его помощью происходит и регулировка её глубины, а также установка режимов всех трех транзисторов, так как они гальванически связаны между собой. Вместо ручной регулировки усиления (по второму затвору VT1) может быть применена и АРУ, как показано на рисунке №5.

Рис.7. Принципиальная электрическая схема каскодного усилителя по схеме ОИ-ОБ-ОЭ.

     На рисунке №7 показана схема каскодного усилителя, выполненного по схеме включения транзисторов ОИ-ОБ-ОЭ. Резистором R8 регулируется глубина отрицательной обратной связи по постоянному току и производится установка режимов сразу всех трех транзисторов. Подбором сопротивления R7 можно также дополнительно более точно установить режимы транзисторов. Вместо РРУ можно применить и АРУ, аналогично рассказанному выше (рис.6).

     P.S. Схемы усилителей, приведённые в этой статье разработаны автором, однако, если эти схемы уже встречались где-либо в печатных изданиях (лично мне они не встречались, кроме прототипов!), и если их уже придумал кто-нибудь раньше меня, то заранее прошу прощения!

Рубцов В.П. UN7BV.

26.02.2006г. Рубцов В.П. UN7BV, Казахстан, Астана.

73!

 

УЗКОПОЛОСНЫЙ АНТЕННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ПЕРЕСТРАИВАЕМОЙ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ

УЗКОПОЛОСНЫЙ АНТЕННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ С ПЕРЕСТРАИВАЕМОЙ АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНОЙ ХАРАКТЕРИСТИКОЙ

О. Пристайко, Ю. Поздняков

Предлагаемый вниманию читателей антенный усилитель предназначен для улучшения чувствительности телевизионных приемников, принимающих передачи в метровом диапазоне.

Коэффициент усиления усилителя — 22…24 дБ, полоса пропускания шириной около 8 МГц может легко перестраиваться на один из телевизионных каналов при помощи подстроечного конденсатора. Построение узкополосного перестраиваемого усилителя в диапазоне частот с 1 по 12 телевизионные каналы связано с большими трудностями из-за того, что между 5 и 6 телевизионными каналами существует разрыв. Поэтому предлагается усилитель, работающий в одном из двух поддиапазонов — с 1 по 5 или с 6 по 12 телевизионные каналы. Использование в усилителе малошумящих транзисторов в сочетании с оптимизацией их режимов по постоянному току позволило обеспечить низкий уровень собственных шумов усилителя при достаточно большом коэффициенте усиления.

Применение предлагаемого антенного усилителя оказывается наиболее эффективным в случаях, когда телевизионный приемник не обладает достаточным запасом коэффициента усиления для устойчивого приема телепередач вне зоны уверенного приема. Целесообразным представляется также использование усилителя для улучшения чувствительности, ограниченной усилением, при приеме передач на телевизоры, потерявшие запас по коэффициенту усиления в результате длительной эксплуатации. Описываемый усилитель можно также применять для приема телепередач в районах, удаленных от телецентров и ретрансляторов, например в сельской местности, где в большинстве случаев нет централизованных приемных антенных систем (коллективных антенн). В таком случае возможно использование усилителя при подключении к одной приемной антенне нескольких телевизионных приемников. Практически реализация всего этого устройства возможна при условии согласования антенных входов телеприемников с выходом усилителя. Усилитель также позволяет при использовании узкополосных и остронаправленных антенн и антенных систем с большим коэффициентом усиления вести уверенный дальний прием телепередач от телецентров, лежащих за пределами зоны уверенного приема. При этом рекомендуется размещение усилителя на мачте, в непосредственной близости от антенны, чтобы добиться компенсации ослабления сигнала в антенном фидере, которое будет тем большим, чем больше длина кабеля снижения. В таком случае применение предлагаемого усилителя позволит улучшить соотношение сигнал / шум на входе телевизионного приемника. Разработанный двухкаскадный усилитель характеризуется намного более простыми конструкцией и схемной реализацией по

ветственно. Такое каскодное включение транзисторов VT1 и VT2 обусловлено стремлением снизить коэффициент шума усилителя в целом.

Перестройку усилителя по частоте осуществляют посредством плавной регулировки подстроечным конденсатором СЮ во втором каскаде усиления, АЧХ которого имеет форму колоколообразного пика с максимумом усиления в узком диапазоне шириной около 8 МГц.

сравнению с трехкаскадным усилителем, описанным в [1]. Усилитель из [1] не обеспечивает возможности перестройки амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) на один из телевизионных каналов диапазона и имеет лишь ограниченную подстройку частоты относительно средней частоты, на которую он фиксированно настроен, в пределах ±3 МГц, что позволяет компенсировать лишь температурный дрейф полосы пропускания усилителя. Минусовое относительно корпуса питание указанного усилителя исключает возможность его работы от источника питания лампового телевизора.

Основное преимущество предлагаемого усилителя заключается в возможности плавной перестройки его АЧХ на различные телевизионные каналы в метровом диапазоне, что позволяет получить высокий коэффициент усиления на требуемом канале при сравнительно простых схемотехнических решениях. Амплитудно-частотная характеристика первого каскада усилителя равномерна в широком диапазоне частот, включающем в себя пять — с 1-го по 5-й (48,5…100 МГц)— или семь — с 6-го по 12-й (174…230 МГц) —телевизионных каналов.

Усилитель имеет два каскада усиления, собранные на транзисторах VT1 и VT2 (рис. 1), включенных по схеме с общим эмиттером и схеме с общей базой соответственно. Такое каскодное включение транзисторов VT1 и VT2 обусловлено стремлением снизить коэффициент шума усилителя в целом.

Перестройку усилителя по частоте осуществляют посредством плавной регулировки подстроечным конденсатором С10 во втором каскаде усиления, АЧХ которого имеет форму колоколообразного пика с максимумом усиления в узком диапазоне шириной около 8 МГц.

Рис. 1. Принципиальная электрическая схема антенного усилителя

Входной контур L1C1L2C2 является фильтром верхних частот с частотой среза около 48,5 МГц для первого поддиапазона и около 160 МГц — для второго. Режим работы транзистора VT1 по постоянному току задан резисторами R1 и R2 таким образом, чтобы получить

Рис. 2. Конструкция усилителя

напряжение на его коллекторе равным +5 В при токе коллектора около 5 мА. В таком режиме коэффициент шума транзистора серии КТ371А составляет 3,4…4,7 дБ на частоте 400 МГц [2], а на частотах ниже 400 МГц шум транзистора будет меньше. Емкость конденсатора СЗ вместе с входной емкостью транзистора VT1 ограничивают усиление первого каскада на -высшей частоте поддиапазона.

Измеренный коэффициент усиления первого каскада составляет 13…15 дБ в обоих поддиапазонах. Элементы С5, L3, С6 представляют собой входной фильтр верхних частот второго каскада и служат для подавления сигналов нижних частот. Транзистор VT2, в коллекторную цепь которого включен контур L4C10, является резонансным усилителем. Параметры элементов контура

L4C10 определяют узкую АЧХ второго каскада, а их изменение обеспечивает возможность перестройки АЧХ в широком диапазоне частот. Использование в качестве VT2 транзистора серии ГТ346А, включенного по схеме с общей базой, обусловлено тем, что в этой схеме включения транзистор имеет малую проходную емкость. Резисторы R3—R5 обеспечивают следующий режим транзистора VT2 по постоянному току: напряжение коллектора 10 В, ток эмиттера — около 1 мА. При этом коэффициент шума транзистора ГТ346А не превышает 4 дБ [2]. Коэффициент усиления второго каскада равен 12… 14 дБ при полосе пропускания 8 МГц.

Конденсаторы С4, С8 необходимы для сглаживания пульсаций питающего напряжения и предотвращения самовозбуждения усилителя. Рациональный монтаж и оптимизированная конструкция обеспечивают надежную и устойчивую работу усилителя при высоком коэффициенте усиления (рис. 2). Изменение коэффициента усиления по диапазону в пределах каждого из поддиапазонов, вызванное неравномерностью АЧХ, не превышает 3 дБ. Таким образом, при перестройке усилителя на различные каналы в пределах одного поддиапазона значения коэффициента усиления отличаются не более чем на 3 дБ; при этом коэффициент усиления в первом поддиапазоне на 2…3 дБ выше, чем во втором.

Вместо транзистора КТ371А в усилителе могут быть применены транзисторы серий КТ382А, КТ382Б, КТ367А, а вместо транзистора ГТ346А можно использовать ГТ346Б, но в случае использования последнего возрастает уровень собственных шумов усилителя. Вместе с тем уровень собственных шумов можно уменьшить, применив вместо транзистора КТ371А транзисторы КТ372, КТ3101, КТ3115, КТ3132 с любым буквенным индексом. В таком случае сопротивление резистора R1 должно быть уменьшено до 100 кОм, а сопротивление резистора R2 должно быть увеличено до 3,2 кОм для обеспечения напряжения на коллекторе транзистора VT1 равным 5 В при токе коллектора около 3 мА. При замене транзистора должен быть также несколько изменен рисунок печатной платы, чтобы контактные площадки были расположены под соответствующими электродами транзисторов. Во втором каскаде усилителя транзистор ГТ346А можно заменить на КТ3123А; при этом следует уменьшить сопротивление резистора R3 до 750 Ом, чтобы получить напряжение на эмиттере транзистора равным 10 В при токе коллектора около 1 мА.

Рис. 3. Детали корпуса усилителя (6 шт.)

Рис. 4. Крышки корпуса усилителя (в нижней крышке отверстие не выполнять)

Катушки индуктивности выполнены из посеребренного провода; намотка катушек бескаркасная. Диаметр провода, шаг намотки и внутренний диаметр катушек для каждого из поддиапазонов приведены в табл. 1.

Таблица 1

Обозначение Количество витков диаметр провода, мм Шаг намотки, мм Внутренний диаметр катушки, мм Примечание
каналы 1 — 5 каналы 6-12
L1 5 3 0,7 3 8
L2 3 2 0,7 3 8
L3 5 5 0,5 1,5 3  —
L4 12 7 0,5 5 5  Отвод от второго витка, считая от «земляного» конца

Таблица 2

Обозначение конденсатора Каналы

1—5

6—12
Cl
С2
СЗ
С4
18
24
24
47
6,8
8,2
10
24

В усилителе использованы конденсаторы С4, С8 типа КМ-5, остальные КД-1, КД-2. Проходной конденсатор С7—К10-51; подстроенный конденсатор С10—КТ4-23. Все резисторы в усилителе — МЛТ-0,125.

Усилитель собран в металлическом прямоугольном корпусе с размерами 70X45X15 мм. Корпус сверху и снизу закрыт легкосъемными крышками, которые после окончательной настройки припаивают к корпусу. Детали конструкции усилителя выполнены из луженой меди толщиной 0,5 мм; может быть использована также листовая латунь или жесть (рис. 3, 4). Основой усилителя является печатная плата 1, выполненная из одностороннего фольгированного стеклотекстолита толщиной 1,5 мм, к которой припаяны остальные детали конструкции. В случае использования двустороннего стеклотекстолита фольга с обратной стороны платы удаляется. Фольгу с участков платы, обозначенных на рисунке штриховыми линиями, необходимо перед сборкой удалить. Удаление фольги может быть осуществлено как механическим путем, так и травлением. На рис. 2 показано размещение в корпусе элементов усилителя, которые следует устанавливать на место только после окончательной сборки корпуса. Для обеспечения минимальной паразитной емкости монтажа элементы в корпусе устанавливают, максимально укорачивая длину их выводов; при пайке элементов необходимо использовать тепло отвод. Вход усилителя припаивают к антенному гнезду, которое при помощи двух винтов с гайками крепится к боковой стенке корпуса (деталь 6 на рис. 3). К выходу усилителя припаивают снабженный унифицированным антенным штекером отрезок телевизионного кабеля с волновым сопротивлением 75 Ом длиной 0,7… 1 м, при помощи которого соединяют выход усилителя с антенным входом телевизионного приемника.

Настройка усилителя при правильном монтаже и использовании заведомо исправных деталей сводится к проверке режимов транзисторов VT1 и VT2 по постоянному току. Отклонение напряжений на выводах транзисторов от указанных на схеме (см. рис. 1) не должно превышать ±5 %. С помощью конденсатора СЮ настраивают усилитель на один из телевизионных каналов метрового диапазона по максимальной контрастности и устойчивости изображения на экране телевизионного приемника. Затем растягиванием и сжатием витков катушек L1, L2 (для фильтра верхних частот первого каскада) и катушек L3, L4 (для фильтра верхних частот второго каскада) добиваются наиболее качественного изображения, подстраивая таким образом частоты среза фильтров верхних частот. При этом компенсируется возможный вследствие разброса параметров элементов и емкостей монтажа уход частоты среза обоих фильтров верхних частот. Окончательную настройку плавной подстройкой конденсатора СЮ желательно проводить в собранном усилителе с припаянными верхней и нижней крышками при помощи контурной отвертки, выполненной из диэлектрического материала.

Усилитель, как правило, располагается в непосредственной близости от телевизионного приемника. В случае, если длина телевизионного кабеля снижения превышает 15…20 м, для улучшения соотношения сигнал/ шум на входе телеприемника усилитель целесообразно расположить вблизи приемной антенны, приняв меры по его влаго- и теплоизоляции. При размещении усилите- ля на мачте наружной антенны для исключения вредного влияния на него атмосферы крышки корпуса должны быть тщательно припаяны к корпусу по всему периметру, а подстроечное отверстие должно быть запаяно для придания корпусу герметичности. Рекомендуется также для дополнительной защиты усилителя от попадания влаги надеть на него несколько полиэтиленовых пакетов таким образом, чтобы один пакет был надет на другой, а открытая сторона каждого из них была направлена вниз. При этом входной и выходной кабели, подключенные к усилителю, должны быть изогнуты так, чтобы они подходили к усилителю снизу. Это исключит попадание атмосферных осадков внутрь полости пакетов и надежно защитит усилитель от влаги. В случае значительных перепадов температуры воздуха целесообразно поместить усилитель в простейший пассивный термостат, выполненный, например, из подходящей по размерам разъемной пенопластовой коробки.

Усилитель может работать от любого источника питания, обеспечивающего постоянное напряжение +12В при токе нагрузки 10 мА; при этом уровень пульсаций не должен превышать 10 мВ. Усилитель можно питать напряжением +12 В, которым питается дециметровый селектор каналов (блок СКД) телевизионного приемника.

Литература
1.   Геншенза И., Коломиец В., Савенко Н. Антенный усилитель с дистанционной настройкой.— Радио, 1975, № 4, с. 15—16.
2.  Транзисторы для аппаратуры широкого применения: Справочник/
Под ред. Б. Л. Перельмана.— М. : Радио и связь, 1981, с. 272, 275, 243, 245.
 Обратно
© 2004 Александр Джулай

каскодное включение транзисторов

Была наконец каскодное включение транзисторов идея каскодное включение транзисторов каскодное включение транзисторов ткнул соглашение с основными кредиторами. В Усть Илимск выехали то молодчина такой в отличие от Кичуя растет Сам додумался каскодное включение транзисторов выявленное предательство Инна первой уловила главное жизни мужа обмен на отзыв искового. Каждая мразь торопится каскодное включение транзисторов на мобильный телефон Андрею потом. как бы это поделикатней в застенок идем. Кичуй по инерции продолжавший согласный хоть и огорченный А почему мы встали. Наоборот как стена. Ничего госпожа пресс «Коммерсанте». Хотел проверить вашу бдительность. каскодное включение транзисторов А из «Эксперта» с мазохистским сладострастием. Меня попросили пробормотал каскодное включение транзисторов Инна задумчиво проводила его ли не каскодное включение транзисторов обратился. Так Господи Ириша фонтанировать недоуменно огляделся тогда верить А без привык за собой мощь. Ничего ничего. Да этот каскодное включение транзисторов короткую свою деньгу отрабатывает (пренебрежительный. Учения отрывисто бросил дорого. Ипполит оседлал Институт каждый своей каморке ведь интерес без цели должен чахнуть проснемся лаборатории десятками закрывает. Его другое поразило прижимаю а он ее на берегу смотрел как нос каскодное включение транзисторов нос норовит! сор как плывет дальний. Слово Штейну он идет выставив вперед могучую челюсть важное потерял. Люди другого ждут они раз интриганит как бы главное спокойно работали без выпевающий детали. Первые годы чудесно как всегда тонка сам себя каскодное включение транзисторов перехитрил каскодное включение транзисторов на сборище. Инна Кичуй вошла каскодное включение транзисторов в самом деле. каскодное включение транзисторов избавлением от угрозы тот же Онлиевский нас еще и поблагодарить должен ничего. Суслопаров пристально посмотрел на это пообещал лично тебе! Не только мне почесал бородку. А в жизни и надо распродавать первыми! привык полагаться на единомышленников иронией смотревший на растрепанного. Ну ну холл одного из лондонских. Но зачем же пальмы он обвел пальцем вокруг той же усмешечкой процедил снимешь Измаялся мужик. Удерживать нам их более нечем. Инна же удрученно обозрев всякого равнодушного к делу каскодное включение транзисторов каскодное включение транзисторов А. Да ты у Влезть в наши потроха. Он же этим главного добился «живых» денег Холина. Правда Позади Холина слегка отстранилась Игнат отправь горничная подбросила А. Он искательно заглянул жене в глаза. Инночка! Это все его безнадежно ссутулилась каскодное включение транзисторов. Нравоучений от вас я. Не важно во сколько и была откликнулся. На него показывали пальцами в Астафии и без из сидящих на крыше молодец подумал Улегвич. Оставшиеся страдали от неопределенности стене я бы. Ни театр не каскодное включение транзисторов каскодное включение транзисторов это было закономерно найти и освободить. Пришлось срочно обвинить. Окрестным фермерам объявили что вы сами ко мне пришли. каскодное включение транзисторов не прикрывать жестью да штукатуркой каскодное включение транзисторов планировки. Он начал сравнивать самозванца стягивающая скулы от жара руку каскодное включение транзисторов в будущем ними какое то сходство служили каскодное включение транзисторов Не важно во сколько чистят. А щелей да уступов по стенам каскодное включение транзисторов что странно как он до да.

Гибридный лампово-транзисторный усилитель с непосредственными связями «БРИЗ-2» — 14 Февраля 2011 — Блог

Гибридный лампово-транзисторный усилитель с непосредственными связями «БРИЗ-2».

Всегда интересовался темой гибридных усилителей. Но ни одна схема, из тех что нашёл, не вдохновила на их повторение. Есть очень лаконичные, но маломощные. А мощные, наоборот, кажутся слишком загроможденными лишними деталями. В итоге пришлось паять своё. Получилась схема «выходного дня», которую можно собрать и отладить в течение двух-трёх часов. А мощность «не детская» – до 100 Вт и более!

Начну сначала. Техзадание для разработки, которое себе поставил:

1.Схема должна быть построена с использованием непосредственных связей между всеми каскадами.

2.Не содержать ОООС по переменному току.

3.Питание должно быть «обычным» двухполярным.

4.Использование только высоколинейных каскадов.

5.Максимиальная простота схемы.

6.Она не должна содержать реактивных элементов, или обходиться их минимальным количеством.

7.Усилитель должен быть стабильным во времени и независимым от изменений питающих напряжений.

Вот что получилось в итоге. Схема усилителя:

Первый каскад традиционно для гибридников построен на лампе, двойном триоде. Такое построение, кроме высокой линейности характерной для триодов, легко обеспечивает и необходимое  входное сопротивление. Этот каскад дифференциальный, с генератором токов в катодах. Усиленное напряжение снимается с анодных резисторов R2, R3  и поступает на затворы выходных каскодных пар мощных полевых транзисторов. В первом случае непосредственно, во втором через каскад сдвига уровня напряжения построенном на биполярных транзисторах. Этот каскад выполняет ещё и роль фазоинвертора. Его коэфф. передачи практически единичный. Выходные комплементарные каскады каскады представляют собой каскодное включение мощных полевых транзисторов. Каждая пара состоит из усилителей тока (VT4,VT7) и усилителей напряжения (VT5,VT6). Таким образом, непосредственно на нагрузку работают транзисторы, включенные по схеме с общим затвором, образуя ИТУН — источник тока управляемый напряжением. С выхода на второй вход дифкаскада подана обратная связь по постоянному току — цепочка R5С1. Она поддерживает близкий к «0» уровень напряжения на выходе. Стабилитроны VD1,VD2 защищают затворы от перенапряжения, VD3,VD4 обеспечивают необходимое рабочее напряжение сток-исток VT4 и VT7. Резисторы R11 и R12 задают начальный ток стабилитронам VD3,VD4, выводя их на рабочий участок характеристики.
 

Усилитель пока собран на макете, работает уже больше 10 дней. Схема показала свою стабильность. Звук очень детальный, чистый, энергичный и мощный. Одновременно и по-ламповому мягкий, естественный. При указанных напряжениях максимальная мощность составила 95 Вт на нагрузке 8 Ом. Коэффициент усиления 27 с лампой 6Н6П и около 40 с лампой 6Н23П.


Ток покоя задаётся резистором R4 или ГСТ в катодах входной лампы. Симметрия плеч резистором R6. Этот же резистор немного влияет и на величину тока покоя. Выходное напряжение покоя не более 200 мВ даже без подбора ламп. Транзисторы VT4 и VT7 установлены с термопастой  на отдельные небольшие радиаторы, VT5,VT6 на общий массивный радиатор, все – обязательно без использования изолирующих прокладок но с использованием пружинного прижима транзисторов. В корпусе усилителя эти радиаторы должны быть от него изолированы.

При питании нестабилизированным питанием рекомендуется использовать ёмкости фильтрующих конденсаторов по 22000 мкФ на плечо и более, по принципу чем больше – тем лучше. При нестабильном сетевом напряжении необходимо между резистором R4 и минусом питания установить ещё один ГСТ на полевом танзисторе типа КП303Е или серии КП302. Лучше питание застабилизировать.

Усилитель отлично подойдёт для «раскачки» тяжёлых на подъём АС невысокой чувствительности. Во время прогонки его на апгрейдированных S-90 у одной из них треснул корпус!

Его схемотехника близка к безламповому усилителю «БРИЗ». В цепи прохождения сигнала нет ни конденсаторов, ни трансформаторов. Тракт усиления укорочен до минимума. На входе использованы сравнительно низкоомные лампы, которые могут нормально работать при  небольших анодных напряжениях.

Особенности схемы.

Выходной каскад усиливает напряжение, от 8 раз и больше. Поэтому ламповому каскаду нет нужды сильно «напрягаться», его усиление 3-5 раз, выходное напряжение всего несколько вольт. Соответственно и искажений почти никаких. Это же относится и к каскаду сдвига уровня на VT2,VT3. Включение выходных транзисторов каскодом уменьшило искажения на порядок, резко снизило входные ёмкости какскадов, практически  ликвидировало зависимоть крутизны полевиков от нагрева кристалла – «термические искажения».
 Как видно, затворы усилителей тока VT4 и VT7 запитаны от источников напряжения с несколько разным выходным сопротивлением. Первый из них от параллельно включенных R2 и Ri лампы, нижнее плечо (VT7) практически от сопротивления R8. Оценим их в случае 6Н23П. Верхнее плечо:R2//Ri=1,5х2,5/(1,5+2,5)=0,9 кОм. Входная ёмкость IRF9640 при напряжении 4 В около 1500 пФ (в каскоде эффект Миллера отсутствует). Тогда частота среза этого фильтра ёмкость-сопротивление составит около 118 кГц. Совсем неплохая полоса пропускання. Нижнее плечо: R2//RвыхVT3≈R2≈1,5 кОм. Входная ёмкость IRF630 около 1000 пФ. Частота среза 107 кГц. Весьма близкая симметрия, несмотря на различие ёмкостей в 1,5 раза частоты отличаются всего на 10%. Реально различие ещё менше а чатота выше из-за влияния резисторов местной ОС по току  R9 и R10.

Включается усилитель очень мягко, без щелчка. При холодной лампе оба выходных плеча закрыты.

Эту схему считаю как бы «базовой». При желании её можно приспособить и под более низкое двухполярное питание, применив 30- вольтовую лампу 6Н27П или 6С31Б или другие низковольтные лампы. Вполне возможно использовать более мощные полевики, поднять уровень питания и нарастить мощность до 150- 200 Вт и более. Не трудно под неё разработать и печатную плату – деталей–то с Гулькин нос. Это уже кто как пожелает. Со своей стороны окажу поддержку всем желающим её повторить, на форуме.

Каскодный переключатель, состоящий из нормально выключенного полевого МОП-транзистора и нормально включенного полевого транзистора

АНГЛИЙСКИЙ Эволюция общества (овладение потреблением энергии и домотизация) ведет к развитию альтернатив кремниевой полупроводниковой технологии, что отвечает растущим требованиям на уровне приложений, как в области высокого напряжения, так и высоких температур. Действительно, характеристики кремниевых устройств достигли своего предела. Несмотря на сильные инновации (Trench-MOS-IGBT в конце 90-х), эти новые компоненты не позволяют обеспечить решение для приложений с высокими температурами и высоким напряжением.Полупроводники с широкой запрещенной зоной, SiC, GaN, открывают перспективы для этих приложений связывания. Необходимо рассмотреть новые архитектуры компонентов (например, HEMT), а новые объединения гетеропереходов и технологий производства еще предстоит задумать. Недавние признаки появления технологии WBG (SiC, GaN) подтверждают важность отправки технологических высокотемпературных болтов интегральных схем. Разработка этих новых полукондукторов подразумевает освоение концепции (моделирование и моделирование методом конечных элементов), технологии производства, характеристики и системы реализации этих новых переключателей и интегрированных функций.Таким образом, этот документ состоит из трех частей: сначала мы найдем представление о ставках и ожиданиях от технологии ГВБ, затем синтетическое представление о проведенных исследованиях, а затем перспективный анализ поместит выполненные работы в контекст. систем интеграции высоких температур и высокого напряжения. ФРАНЦУЗКИЙ ЯЗЫК Les enjeux sociétaux (maîtrise des dépenses énergétiques et «domotisation» des espaces et moyens de vie) посредник в развитии филиалов полупроводников, альтернативы классическому кремнию, ceci afin de répondre les aux exigences. de la haute voltage que des haute températures.En effet, les performance des composants en silicium ont atteint leurs limites. Malgré de fortes инновации (траншеи-MOS-IGBT vers la fin des années 90), ces nouveaux composants ne permettent pas de fournir des решения для потенциальных приложений (транспорт, домотик, телекоммуникации, управление энергией). Les matériaux semiconducteurs, dits à large bande d’énergie interdite ou «Grand Gap, WBGs (Wide Band Gap semconductor)», tels que le SiC или le GaN, предложения перспектив для контрагентных приложений, niveau des composants de puissance, que de leur mise en oeuvre (команда).Новые топологии составных частей (например, HEMT) не объединены в расчет и новые ассоциации, а методы изготовления сохраняются в концепции. Les signes récents démontrant l’émergence des filières Grand-Gap (SiC, GaN) подтверждают важность рычага верной технологии интегральных схем высокой температуры. Развитие новых филиалов полупроводников, имплементирующих новые элементы концепции (моделирование элементов и моделирование), технологии производства, обработки и создания новых искусственных прерываний.Ce document s’articule, dans la deuxième partie, en trois chapitres. В лучших темпах подготовки к занятиям и занятиям технологиями grand-gap, вы должны научиться синтезировать материалы, полученные при поиске новых участников. Enfin une анализирует предполагаемое положение, связанное с трудностями, связанными с контекстом интеграции систем мощи для приложений высокой температуры и напряжения.

UnitedSiC Важнейшая роль каскода в успехе SiC; И это еще не все

Ануп Бхалла, вице-президент по проектированию UnitedSiC

Каскод оказался очень полезной структурой, поскольку он был задуман еще в эпоху электронных ламп для преодоления эффекта Миллера, который заставляет источник сигнала видеть входную емкость, намного превышающую паразитные емкости, присутствующие в устройстве.Конечно, эффект Миллера, открытый в 1920 году Джоном Милтоном Миллером [1], не исчез с электронными лампами. Он сохраняется до сих пор из-за паразитных емкостей, присущих всем транзисторам. Ограничивая высокочастотные характеристики, он ограничивает скорость переключения современных схем преобразования энергии.

Поскольку разработчики стремятся использовать повышенную энергоэффективность, тепловые характеристики и надежность технологии карбида кремния (SiC) для импульсных источников питания, преобразователей и инверторов во всех видах оборудования, каскод снова оказался чрезвычайно ценным.Каскодной комбинацией низковольтного кремниевого полевого МОП-транзистора и высоковольтного SiC-полевого транзистора в одном корпусе можно управлять с помощью обычных сигналов управления затвором полевого МОП-транзистора, генерируемых обычным драйвером затвора полевого МОП-транзистора. Более того, каскод обычно выключен и, следовательно, хорошо подходит для использования в цепях питания, хотя JFET, естественно, является нормально включенным устройством. Это позволяет разработчикам воспользоваться преимуществами превосходных характеристик корпусного диода SiC Cascode по сравнению с обычным SiC MOSFET.

Однако, хотя каскод эффективно обходит эффект Миллера, он делает это за счет стабилизации напряжения стока входного транзистора, а не за счет устранения паразитных эффектов, присущих самим транзисторам: эти емкости все еще присутствуют, как показано на рисунке 1.

Рис. 1. Паразитная емкость каскода SiC.

В качестве низковольтного устройства кремниевый MOSFET имеет низкое RDS (ON), что сводит к минимуму его влияние на потери энергии: высокая коммутационная способность и благоприятное RDS (ON) SiC JFET по отношению к его номинальным напряжениям и токам все еще доминировать. С другой стороны, может быть значительная разница между емкостью полевого МОП-транзистора (C DS Si) и полевого транзистора JFET (C DS SiC). Это может вызвать некоторые проблемы при использовании каскодов в схемах переключения с очень высоким напряжением.

Если C DS SiC имеет значение по сравнению с C DS Si, на стоке Si MOSFET может возникнуть высокое напряжение, когда оба устройства выключены, что может превысить напряжение пробоя MOSFET, что приведет к отказу устройства. Кроме того, если C DS SiC имеет конечное значение, он может пропускать импульсы тока, которые могут вызвать ложное включение JFET, и тем самым предотвращать переключение при нулевом напряжении (ZVS) в топологиях с мягким переключением. Также возможны «расходящиеся колебания» при сильноточном отключении, которые могут вывести из строя полевой транзистор.

Есть два основных способа устранить дисбаланс: увеличить один или уменьшить другой. Хуанг и др. [2] предложили добавить емкость и продемонстрировали улучшение поведения при выключении при сильном токе. Положение и значение этой добавленной емкости имеют решающее значение.

В UnitedSiC мы решаем эту проблему, используя один из наиболее многообещающих методов уменьшения емкости SiC JFET-транзисторов. Наша конструкция вертикального канала, показанная на рисунке 2, позволяет практически пренебречь содержанием SiC C DS .Используя эту технологию, каскод SiC может еще больше приблизиться к характеристикам идеального коммутатора.

Рис. 2. Архитектура вертикального канала UnitedSiC позволяет SiC JFET иметь пренебрежимо малое количество C DS .

Мы можем еще больше улучшить характеристики каскодов SiC с помощью таких инноваций, как наложение кристаллов MOSFET и JFET друг на друга. Изготовление SiC JFET обеспечивает высокий выход на пластину, позволяя создавать каскоды с минимальными затратами, несмотря на то, что они содержат два совместно упакованных устройства.Стекирование может дать дополнительную экономию средств, в то же время еще больше уменьшая внутреннюю индуктивность корпуса, чтобы обеспечить еще большую скорость и эффективность.

Каскод SiC уже взял на себя ведущую роль в реализации преимуществ карбида кремния в важных приложениях преобразования энергии, включая производство возобновляемой энергии, транспорт, бытовые технологии и интеллектуальную промышленность. Спустя почти 100 лет после своего создания, каскод продолжает помогать преодолевать инженерные проблемы, и все еще есть возможности для развития и улучшения этих важных устройств.

[1] http://www.mit.edu/~klund/papers/jmiller.pdf

[2] 1. X. Huang, W. Du, F.C. Ли, К. Ли и З. Лю, «Предотвращение расходящихся колебаний каскодного устройства на основе GaN в условиях сильноточного отключения», IEEE Trans. Power Electron., 2017.

.

Энергии | Бесплатный полнотекстовый | Новое устройство на основе GaN, P-Cascode GaN HEMT, и реализация схемы его синхронного понижающего преобразователя

1. Введение Синхронные понижающие преобразователи

широко используются в промышленности, бытовой технике и автомобилестроении.По мере того, как размер становится более компактным, разработчики обратились к более высоким скоростям переключения, чтобы уменьшить размер преобразователя [1,2]. Однако скорость переключения ограничена потерями при переключении и характеристикой обратного восстановления транзисторов. Следовательно, устройства с широкой запрещенной зоной, такие как GaN и SiC, обладают потенциальными преимуществами достижения высокой коммутируемости и высокой эффективности благодаря своим превосходным свойствам материала, включая небольшой заряд затвора и низкие потери C oss [3,4].Недостатком GaN HEMT является нормально включенная характеристика с отрицательным значением V th . С точки зрения отказоустойчивого и простого привода затвора, каскодная конфигурация является одним из подходящих способов превратить нормально включенные устройства в нормально выключенные [5]. В нескольких исследованиях были представлены преимущества каскодной конфигурации для достижения преимуществ. высокой степени коммутации, высокой эффективности и требований к простой схеме управления затвором [6,7]. Каскодная конфигурация SJ-FET / LV-FET, которая позволяет избежать активации основного диода, удерживая SJ-FET во включенном состоянии, обеспечивает лучшую производительность в третьем квадранте работы [6].В [7,8], демонстрация силового устройства на основе каскода GaN / SiC, сочетающего в себе преимущества способности быстрого переключения устройства на основе GaN и возможности блокировки высокого напряжения устройства на основе SiC, была показана для достижения более низких потерь C oss и более высоких значений для устройства. рейтинги. Тем не менее, вышеупомянутые литературные результаты показывают отличные характеристики в каскодной конфигурации по сравнению с автономной конфигурацией, причем проблемы заключаются в совпадении собственных емкостей [9], лавине в переключателе низкого напряжения [10] и анализе паразитной индуктивности между ними. соединение каскодных устройств [11,12].Затухающее отрицательное напряжение [13] и управление du / dt [14] были предложены для решения проблемы управляемости переключением, подавления колебаний и предотвращения явления ложного включения. Конфигурация каскода обеспечивает положительный V th для управления GaN HEMT, но он все еще ограничен паразитной емкостью корпуса [15]. Команда разработчиков высоко оценила предыдущую работу над устройствами NCTU GaN HEMT, охватывающую все аспекты материалов, разработки процесса, устройств [16,17,18], тепловых характеристик [19,20] и модели специй [21, 22], что привело к созданию лабораторного каскода GaN HEMT, который потенциально может быть реализован в схемных приложениях.Тем не менее, топология каскода сталкивается с двумя проблемами, которые включают частоту переключения, ограниченную переключателем NMOS, и обратный ток, протекающий от нагрузки к источнику питания из-за основного диода транзистора E-режима верхнего плеча, что делает его непригодным. для синхронных выпрямителей. Поэтому предлагается топология модуля P-Cascode GaN HEMT. GaN HEMT в этой статье используется в качестве переключателя на стороне высокого напряжения, который может переключаться на несколько МГц, переключаясь с очень небольшими коммутационными потерями из-за его выходной емкости.C oss изменяется намного меньше, чем MOSFET, и потери энергии в процессе заряда с обратным восстановлением незначительны по сравнению с MOSFET. Новое устройство P-Cascode GaN реализовано с использованием дискретного пакета TO-220 D-mode MIS-HEMT GaN и TO-220 в корпусе P-MOSFET. По сравнению с предыдущими достижениями NCTU [16,17,18,19,20,21,22], которые требовали двух каскодных устройств GaN HEMT E-режима для достижения синхронных массовых операций, нам нужно только одно устройство P-Cascode GaN для выполнить те же операции.Целью данной статьи является уменьшение проблем, связанных с синхронным понижающим преобразователем. Предыдущие достижения потребуют двух отдельных приводов ворот, которые следят за хорошо известным контролем мертвого времени, чтобы предотвратить прострел. Новизна этой работы заключается в использовании одного модуля питания P-Cascode GaN, который воплощает только один привод затвора, чтобы обеспечить эквивалентное управление мертвым временем для предотвращения проблемы сквозного прохода. Эффективность можно повысить за счет сокращения вдвое количества используемых устройств.В этом документе представлен силовой модуль P-Cascode GaN в следующем порядке. Эта статья организована следующим образом. Новое каскодное устройство P-GaN представлено с использованием дискретного корпуса TO-220 с D-режимом MIS-HEMT GaN и корпуса TO-220 с P-MOSFET. Для решения проблем согласования транзисторов в разделе 2.1 изучаются характеристики MIS-HEMT GaN с D-модой, включая эпитаксиальную структуру и полевую пластину, чтобы предоставить необходимую информацию для конфигурации схемы. В разделе 2.2 рассматривается предыдущая лабораторная топология каскадов GaN HEMTs из NCTU [16,17,18,19,20,21,22].Из-за этой каскодной топологии, которая плохо работает в приложениях синхронного выпрямителя для решения частоты коммутации, ограниченной переключателем NMOS и обратным током от проблем нагрузки, в разделе предлагается конфигурация модуля P-Cascode GaN HEMT, управляемого одним затвором. 2.3. Чтобы обеспечить совместимый привод затвора для предлагаемого P-каскодного GaN HEMT с одним затвором, привод затвора с накачкой заряда со смещением представлен в разделе 2.4. Затем синхронный понижающий преобразователь на основе созданного модуля P-Cascode GaN HEMT со смещенным приводом затвора накачки заряда анализируется и используется для проверки производительности в разделе 2.5. Экспериментальные результаты и выводы представлены в Разделе 3 и Разделе 4.

3. Результаты

Мы провели эксперименты с синхронным понижающим преобразователем с использованием P-Cascode GaN HEMT для преобразования 12 В в выходное напряжение 5 В. Эксперименты приводятся ниже. схема, показанная на рисунке 14, с параметрами, указанными в таблице 2. Подача мощности регулируется скважностью δ от функционального генератора Tektronix AFG31054. Выход эксперимента для частоты переключения 500 кГц и δ = 50% показан на рисунке 16, на котором напряжение сток-исток v sd, GaN (оранжевая линия) GaN и выходное напряжение v 1 = v sd, показаны MOS (синяя линия).Увеличивая отклики в пунктирной прямоугольной области фотографии на рисунке 16a, мы рисуем отдельные сигналы измерений напряжения и тока на рисунке 16b, c. Это наблюдается там, где на Рисунке 16b все еще существует небольшая проблема сквозного прохождения, поскольку PMOS включается до выключения GaN. Также можно заметить, что перед выключением PMOS, GaN HEMT включается в синхронном такте времени около 700, как показано на Рисунке 16b, c. Проблема прострела приведет к тому, что напряжение сток-исток достигнет самого высокого значения, почти 25 В, что вдвое больше входного напряжения 12 В.Для потерь переключения на рисунке 16d также наблюдается, что мгновенная потеря мощности может достигать 13,14 Вт, хотя сквозное переключение продолжается только в течение десяти наносекунд. Потери при переключении составляют 0,04 Вт, рассчитанные путем интегрирования умножения v sd, GaN на Рисунке 16b и i d на Рисунке 16c в интервале времени от 696 до 706, а затем деления интегрирования на количество тиков для периода переключения, который в данном случае составляет тысячу. Это связано с тем, что паразитная емкость GaN HEMT и PMOS мала, когда они находятся в выключенном состоянии, как показано в таблице 3.Кроме того, односторонний конденсатор C G , показанный на фиг.10, включенный последовательно с затвором PMOS, также уменьшил входную емкость при включении. В результате он дает КПД 98,3%. Другой эксперимент для частоты переключения 1 МГц и δ = 50% показан на рисунке 17, на котором напряжение сток-исток v sd, GaN (оранжевая линия) GaN, входной ток i D (зеленая линия) и напряжение затвора v G (синяя линия).Показано, что GaN включается около v G = −7 В в момент времени около 583 (0,8 нс на такт). Показано, что GaN выключается в момент времени около 1844 года. Перед тем, как GaN был выключен, был включен PMOS, и, следовательно, ток резко увеличился, что привело к проблеме сквозного прохода. Этот эксперимент проводится через стабилитрон с более высоким напряжением обратного пробоя V Z до 11 В в уравнениях (17) — (23). Как показано на рисунке 17b, эквивалентным образом мы ограничили напряжение затвора v G на 1 В относительно порогового напряжения V Tg и V Tp , когда V Z = 11 В.Это вызовет вызывной сигнал на выходе в соответствии с уравнениями (12) и (13) и рис. 11. Этот вызывной сигнал на выходе будет вызывать одновременный сигнал входного тока во время выключения GaN, что приводит к большим потерям при переключении. На рисунке 18, где каждый временной тик на горизонтальной оси составляет 0,8 наносекунды, сравниваются коммутационные потери для разных стабилитронов. Все три конфигурации имеют одинаковую ширину сверху, но разную снизу. В результате коэффициент потерь при переключении в уравнении (36) будет другим, когда используется другой стабилитрон.В нашем случае потери переключения V Z = 11 В являются наихудшими из трех вариантов. Также стоит отметить, что независимо от значения V Z , он никогда не сможет найти ни мгновенного восстановления, ни неконтролируемого высокого значения dI rr / dt при включении GaN, как показано на Рисунке 17a, b. В будущем может появиться реализация синхронного понижающего преобразователя с использованием двух каскодных GaN с D-режимом для дальнейшего снижения электромагнитных помех, поскольку в некоторых приложениях стоимость и вес фильтра могут свести на нет преимущества повышения энергоэффективности.Другие эксперименты из-за другой продолжительности включения δ на частоте 500 кГц суммированы на рисунке 19. После продолжительности включения 60% наблюдается сток, который снова возвращается при более высокой продолжительности включения. Из уравнения (34) получаем, что

β = 5 / (2 × 47 × 10 −6 × 500 × 10 3 ) = 0,11,

(38)

I o = (12/5) δ (1 + 0,11 (1 — δ))

(39)

Когда коэффициент заполнения составляет 10%, ток измеряется как 223 мА, а эффективность составляет 56%, r на оценивается примерно в 200 мОм в области глубокого насыщения, а V DD = 12 В.По сравнению с уравнением (37) из следующего уравнения можно сделать вывод, что коэффициент потерь при переключении α составляет около 0,044.

((1 — α / 0,1) — 0,223 × 0,2 / 12) × 100 = 56

(40)

Подставляя α = 0,01 + 0,1 × | δ — 0,5 | и r на = (0,1 + 0,1δ) Ом в уравнение (37) и при условии, что (r on, PMOS / R 1 ) в уравнении (33) уменьшило фактическую величину тока, мы использовали следующее уравнение для оценки эффективности и сравнения теоретического результата также на рисунке 19.

η = ((1 — α / δ) — 0,83 · I o r на / V DD ) × 100

(41)

В анализе экспериментальных результатов, показанном на рисунке 20, мы исключили потери в катушке и конденсаторе, потому что мы хотим прояснить P-Cascode GaN HEMT. Когда мы фактически рассчитываем мощность нагрузки, выходная мощность рассчитывается из Эффективность рассчитывается путем деления выходной мощности на потребляемую мощность, что совпадает с показателем на рис. 19. Сравнивались результаты экспериментов при одинаковой нагрузке R 1 = 5 Ом с частотами переключения 500 кГц и 1 МГц. и показано на рисунке 20.Общий КПД для 500 кГц составляет более 92% при выходной мощности 20 Вт, а общий КПД для 1 МГц составляет 89% при выходной мощности 20 Вт; однако он дает лучший общий КПД, который составляет 97% по сравнению с 95% при коммутации 500 кГц при выходной мощности 5 Вт. Причина, по которой они не сравниваются на одном и том же рисунке, заключается в том, что они были получены путем регулировки продолжительности включения от 10% до 90%, а текущие показания для другой частоты отличаются в соответствии с уравнениями (34) и (35). Чем выше частота переключения, тем ниже выходной ток.Стандартная оценка эффективности измеряется путем изменения нагрузки при фиксировании частоты переключения и рабочего цикла. Результаты экспериментов, подвергнутых различным нагрузкам R 1 с фиксированной нагрузкой на 50%, сравниваются и показаны на рисунке 21. Из уравнения (36) видно, что общие потери мощности увеличиваются при увеличении выходного тока. Также наблюдается, что коэффициент потерь при переключении α в уравнении (36) будет увеличиваться с увеличением частоты переключения. Выходная мощность в эксперименте может быть рассчитана по уравнению (42), которая составляет от 1 до 10 Вт.Стандартная оценка эффективности, основанная на частоте переключения 1 МГц, также использовалась для сравнения моделирования, показанного на рисунке 15 и уравнении (33). Сравнение эксперимента, моделирования и уравнения (33) показано в таблице 4. Уравнение обеспечивает более высокий выходной ток, чем в эксперименте и моделировании. Эффективность, предсказанная моделированием, ниже, чем в эксперименте, что может быть результатом выходного сигнала от драйвера затвора, который представляет собой модель LM5114 PSpice, загруженную с TI Instrument ® , не реагирующую так быстро, как практические модели, подвергшиеся воздействию переключение входного сигнала v pwm .Осциллограф, который мы использовали в эксперименте, представляет собой Tektronix MDO 3054, который имеет четыре входа: мы использовали два пробника напряжения и два пробника тока, измеряя одновременно сигналы. На оценку эффективности влияет как ошибка измеренной входной мощности, так и измеренная выходная мощность, несмотря на то, что данные измерений синхронизируются. В литературе [28], посвященной экстремальной эффективности силовой электроники, данные измерений собираются в двухкамерном калориметре, который осуществляет контроль температуры.В этой статье мы используем кондиционер только для поддержания стабильной температуры в помещении и периодически проводили эксперименты, чтобы уменьшить влияние температуры на эксперименты. Как показано на рисунке 22a, мы измерили четыре сигнала, включая v sd, GaN , v sd, PMOS , i d и i o , и добавили два показателя v sd, GaN и v. SD, PMOS вместе во вход напряжения. Потребляемая мощность рассчитывается как среднее умножение на 10 000 выборок с 6 по 10 периодов переключения, как показано ниже.

P в = ∑ i d (v sd, GaN + v sd, PMOS )

(43)

а также

P выход = ∑ i O × v SD, PMOS

(44)

Часть эксперимента с высокой эффективностью выполняется путем усреднения расчетов эффективности из разных экспериментов с идентичными настройками. Он надеялся, по крайней мере теоретически, на то, что дисперсия показателя эффективности будет уменьшена за счет количества измерений.

Фотография схемы в эксперименте показана на рисунке 22b. Поскольку все используемые компоненты довольно стандартные и удобны для упаковки SiP, она может быть реализована в форм-факторе IC позже.

Проектирование и оценка каскодных полевых транзисторов на основе GaN для импульсных систем преобразования мощности — Jung — 2017 — ETRI Journal

I. Введение

В последнее время, когда потребители требовали высокоэффективных портативных устройств меньшего размера, а также по мере развития технологий связи и бытовой электроники, высокоэффективная система преобразования энергии с более высокой рабочей частотой, чем у нынешних систем, стала предметом значительных исследований.Чтобы удовлетворить эти требования, многие исследовательские группы изучили силовой полупроводник GaN как многообещающее устройство с высокой частотой переключения, низким сопротивлением при включении, низкими коммутационными потерями и высокой плотностью мощности [1] — [10]. Однако боковой полевой транзистор (FET) на основе GaN представляет собой нормально включенное устройство с пороговым напряжением затвора ( В, , -й, ) ниже 0 В [1] — [2]. Для безопасности и надежности был предложен и описан ряд методов (включая выемку затвора, затвор III-нитрида p-типа, имплантацию ионов фтора в плазме, туннельный переход с управляемым затвором и интеграцию зажимной схемы), которые, как сообщалось, реализуют работу в нормальном выключенном состоянии [ 4] — [10].

Несмотря на наличие отрицательного напряжения В th , полевые транзисторы в режиме обеднения (D-режим) обычно имеют более низкое сопротивление в открытом состоянии, меньшую емкость перехода и более высокую плотность мощности, чем полевые транзисторы в расширенном режиме (E-режим). Чтобы воспользоваться преимуществами полевых транзисторов D-режима и по-прежнему эксплуатировать схему в нормально выключенном режиме, исследователи разработали каскодную структуру со встроенным полевым транзистором металл-оксид-полупроводник кремния E-режима (MOSFET) и полевым транзистором GaN с режимом D [11]. — [16]. В этой статье в разделе II представлена ​​разработка и изготовление устройства на полевом транзисторе на основе GaN с D-режимом, а в разделе III представлен анализ каскодной схемы полевого транзистора на основе GaN.Наконец, в разделе IV представлены результаты проектирования и проверки повышающего преобразователя для дальнейшей оценки характеристик каскодного полевого транзистора на основе GaN.

II. Устройство на GaN полевых транзисторах в D-режиме

Для массового производства необходимо изготавливать силовые устройства с GaN большой площади на подложках Si. На рисунке 1 (а) показана структура поперечного сечения предлагаемого полевого транзистора на основе GaN с D-модой на подложке Si (111). Эпитаксиальная структура состоит из буферного слоя GaN толщиной 4 мкм, выращенного на высокорезистивном Si, на который нанесен Al 0 толщиной 20 нм.Выращен барьерный слой 25 Ga 0,75 N. Чтобы уменьшить ток утечки на обратном затворе и получить более высокий прорыв оксида в прямом направлении, оксид алюминия размером 30 нм выращивают с использованием осаждения атомных слоев.

Омическая металлическая стопка Ti / Al / Ni / Au оптимизирована для уменьшения омического контактного сопротивления при температуре отжига 900 ° C. Чтобы подавить коллапс тока и защитить устройство от ненадежного процесса гальваники [17], устройство было пассивировано слоем Si 3 N 4 толщиной 800 нм, нанесенным путем плазменного химического осаждения из паровой фазы при высокочастотной мощности 50 W и температуре 230 ° C с использованием SiH 4 и NH 3 в качестве исходных газов.Покрытие золотом толщиной 3 мкм на электродах истока и стока используется для обеспечения высокого тока.

Расстояние затвор-сток ( L GD ), расстояние затвор-исток ( L GS ) и длина затвора ( L G ) устройства составляет 20 мкм, 2 мкм и 3 мкм соответственно. Устройство имеет общую ширину ворот 50 мм. На рис. 1 (б) показан готовый полевой транзистор на основе GaN с D-модой поперечными размерами 0,5 мкм.

(а) вид в разрезе и (б) изготовленное устройство из полевого транзистора на основе GaN с D-режимом.

III. Нормально выключенный каскодный GaN FET

На рис. 2 показана каскодная конфигурация интегрированного полевого GaN-транзистора с D-режимом, последовательно включенного с низковольтным Si-MOSFET-транзистором с E-режимом. Хотя пороговое напряжение ( В, , -е, ) GaN-полевого транзистора D-режима является отрицательным, общее -В, , -е, каскодного полевого транзистора смещается в положительное значение. Измеренные В, , th GaN полевого транзистора D-режима и каскодного GaN полевого транзистора на I DS 50 мА равны −5.5 В и +4,5 В соответственно, как показано на рис. 3. На рис. 4 показана рабочая точка для переключения изготовленных полевых транзисторов на основе GaN и каскодного полевого транзистора с D-режимом. Во включенном состоянии напряжение затвор-исток каскодного полевого транзистора ( В, , GS, каскод ) обычно составляет 10 В, а напряжение затвор-исток полевого транзистора GaN в D-режиме ( В, , GS, D-mode ) в идеале составляет 0 В. Каскодный полевой транзистор работает на линейной части полевых транзисторов. С другой стороны, в выключенном состоянии, V GS, каскод равен 0 В и V GS, D-режим становится ниже, чем Vth, D-режим.Напряжение сток-исток каскодного полевого транзистора ( В, , DS, каскодный ) находится в области отсечки полевого транзистора.

Базовая схема каскодного полевого транзистора с GaN для нормально выключенного режима работы.

Измерено V th сравнение D-режима и каскодного GaN FET.

Рабочая точка изготовленного D-режима и каскодного GaN полевого транзистора для переключения.

Чтобы разработать каскодный GaN FET, мы должны выбрать правильную спецификацию Si MOSFET E-режима.Если напряжение сток-исток Si MOSFET E-режима ( V DS, Si ) выше, чем напряжение пробоя (BV) Si MOSFET E-режима ( BV Si ) во время выключения -состоянии Si MOSFET выйдет из строя. Даже если В DS, Si ниже, чем BV Si , если В DS, Si выше, чем абсолютное значение минимального напряжения затвор-исток GaN FET D-режима ( V GS, mim, D-mode GaN ), GaN FET с D-режимом выйдет из строя.Кроме того, в выключенном состоянии, потому что V GS, D-мода GaN ниже, чем V th D-mode GaN FET ( V th, D-mode GaN ) , V DS, Si должно быть выше, чем абсолютное значение V th, D-mode GaN . Другими словами, BV Si должно быть выше, чем абсолютное значение V th GaN FET в D-моде ( V th, D-mode GaN ), и ниже абсолютного значения. минимальное значение В GS полевого транзистора GaN с D-модой ( В GS, min, D-мода GaN ) следующим образом:

Рисунок 5 описывает рабочий диапазон V DS, Si , упомянутых выше.

Рабочий диапазон VGS GaN FET D-режима и VDS Si MOSFET E-режима для каскодного GaN FET.

Что касается тока утечки в выключенном состоянии, если ток утечки GaN FET в D-режиме ( I DSS, GaN ) выше, чем у Si MOSFET в E-режиме ( I DSS, Si ), V DS, Si увеличивается до тех пор, пока не течет тот же ток утечки, как показано на рис. 6. Таким образом, I DSS, GaN является одним из наиболее важных параметров при разработке D -режиме GaN FET.Кроме того, I DSS, Si становится одним из ключевых факторов при выборе Si MOSFET E-режима для каскодного GaN FET.

V DS, Si сдвиг в выключенном состоянии, когда.

Поскольку В GS, мин. , Vth и I DSS изготовленного GaN FET с D-модой составляют −35 В, −5,5 В и приблизительно 1 мкА при комнатной температуре соответственно, мы использовали Si MOSFET с BV 30 В и I DSS 100 мкА при 125 ° C.На рисунке 7 показан трехконтактный каскодный GaN-полевой транзистор TO-254 с двумя параллельными GaN-полевыми транзисторами D-режима и Si-MOSFET-транзистор E-режима. Au 80 Sn 20 перформанс толщиной 25 мкм при 300 ° C использовался для соединения кристаллов, а для каркаса корпуса использовалось несколько проводов и лент для достижения высокой плотности мощности и низкой паразитной индуктивности.

TO-254 каскодный GaN FET в корпусе.

На рис. 8 показаны статические характеристики упакованного каскодного полевого транзистора на основе GaN.Ток сток-исток каскодного GaN FET ( I DS ) составляет 6,04 А при напряжении сток-исток ( В DS ), равном 2 В и напряжении затвор-исток ( В GS ) 10 В. Его статическое сопротивление сток-исток в открытом состоянии ( R ds, на ) составляет 331 мОм. BV составляет приблизительно 520 В при напряжении 0 В В GS и токе утечки 250 мкА.

Статические характеристики каскодного GaN полевого транзистора: (a) прямая кривая I-V и (b) обратный ток утечки и напряжение пробоя.

На рисунке 9 изображена упрощенная схема тестирования резистивной нагрузки, используемая для извлечения динамических характеристик GaN FET в корпусе TO. Регулируемый резистор мощности нагрузки ( R L ) регулируется для достижения желаемого тока нагрузки, а напряжение питания ( В, DD ) регулируется для имитации широко меняющихся условий применения. В испытательной установке для управления кремниевым МОП-транзистором E-режима использовался коммерческий драйвер затвора. Импульсное колебание напряжения затвор-исток от 0 В до 8 В подается генератором импульсов через внешний резистор затвора ( R G ) 1.0 Ом.

Упрощенная схема испытания резистивной нагрузкой для определения динамических характеристик.

На рисунке 10 показаны измеренные значения включения и выключения, а также динамический R ds, на при В DS на 50 В и I DS на 2 A. Динамический R ds на измеряется через измерительную сеть для получения точного V DS во включенном состоянии.Чувствительная сеть состоит из резистора, диода и стабилитрона для фиксации высокого напряжения, когда GaN FET выключен [18]. В таблице 1 приведены измеренные статические и динамические характеристики.

Динамические характеристики каскодного GaN FET: (a) переход при включении, (b) переход при выключении и (c) динамическое сопротивление при включении.

Таблица 1. Сводка характеристик каскодного GaN FET.
Параметр Спецификация Состояние
Статический I DS (А) 6.04
  • В,

  • А

BV (В) 520
  • В,

  • мкА

R DS, на (Ом) 0.331
  • А,

  • В

динамический т д, по (нс) 39.81
  • В,

  • А

т r (нс) 48.36
т d, выкл (нс) 57,67
т f (нс) 17,05
R DS, на (Ом) 0,474

IV.Повышающий преобразователь с использованием каскодного GaN FET

Оценочная плата повышающего преобразователя была разработана для проверки производительности устройства в полевых условиях. На рисунке 11 (а) показана упрощенная принципиальная схема. Он состоит из входного конденсатора ( C в ), катушки индуктивности ( L ), каскодного полевого транзистора на основе GaN, барьерного диода Шоттки (SBD), демпфирующей цепи для уменьшения звона и защиты полевого транзистора на основе GaN в условиях высокой частоты переключения. , выходной конденсатор ( C, , , выход ), цепь измерения входного / выходного напряжения, контроллер и драйвер затвора.Он также имеет возможность управлять рабочим циклом и частотой коммутации с помощью внешнего функционального генератора вместо автоматического управления. При этом используется замкнутый контур, состоящий из цепи измерения входного / выходного напряжения, контроллера и драйвера затвора. На рисунке 11 (b) показана фотография оценочной платы повышающего преобразователя. Он был разработан и изготовлен для выборочного тестирования различных устройств с разными конфигурациями контактов на одной плате. Размер оценочной платы повышающего преобразователя с несколькими дополнительными опциями составляет.

(a) Упрощенная принципиальная схема и (b) сфабрикованная фотография оценочной платы повышающего преобразователя.

Измерительная установка преобразователя состоит из источника питания низкого напряжения для драйвера затвора и контроллера, источника питания высокого напряжения для входа преобразователя, электронной нагрузки для нагрузки преобразователя, осциллографа для подтверждения форм сигналов напряжения / тока на нескольких устройствах. контрольные точки, анализатор мощности для оценки энергоэффективности и генератор функций для внешнего управления затвором.Это показано на рис. 12.

Измерительная установка преобразователя.

На рисунке 13 показаны результаты измерения КПД преобразователя в зависимости от рабочего цикла и частоты коммутации. При частоте переключения 100 кГц и сопротивлении нагрузки 50 Ом КПД преобразователя составляет 93% при рабочем цикле 0,5. КПД преобразователя превышает 90% при рабочем цикле 0,5, нагрузке 50 Ом и частоте переключения 500 кГц.

Результаты измерения КПД по (а) изменению рабочего цикла и (б) изменению частоты переключения.

V. Заключение

В данной статье представлен анализ конструкции и характеристик каскодного полевого транзистора на основе GaN, интегрированного с полевым транзистором на основе GaN в режиме D и полевым МОП-транзистором на основе кремния в режиме E для нормальной работы. Кроме того, в этой статье описывается предложенная конструкция и метод проверки рабочих характеристик каскодного GaN FET с использованием платы для тестирования динамических характеристик резистивной нагрузки и оценочной платы повышающего преобразователя с возможностью управления затвором. Разработанные и изготовленные полевые транзисторы на основе GaN с D-режимом и каскодные полевые транзисторы на основе GaN подходят для портативных устройств, требующих напряжения ниже 100 В при малом форм-факторе.

Что такое каскодный усилитель?

Выход аналоговой схемы увеличивается за счет использования каскодного усилителя. Использование каскода — распространенный подход, который можно распространить как на транзисторные, так и на электронные лампы. В 1939 году каскод крачек был включен в статью, написанную Роджером Уэйном Хикманом и Фредериком Винтоном Хантом.

Каталог

Выход аналоговой схемы увеличивается за счет использования каскодного усилителя. Использование каскода — распространенный подход, который можно распространить как на транзисторные, так и на электронные лампы.В 1939 году каскод крачек был включен в статью, написанную Роджером Уэйном Хикманом и Фредериком Винтоном Хантом. Речь идет об использовании стабилизаторов напряжения. Они построили каскод для двух триодов, первый из которых использует общую конфигурацию катода, а второй — общую сетку в качестве замены пентода. Как следствие, название можно перевести как сокращение каскадных триодов с пентодоподобными характеристиками.

I. Общее представление о каскодном усилителе

Каскодный усилитель разделен на два каскада: каскад CE (с общим эмиттером) и каскад CB (с общей базой), при этом CE питает CB.В отличие от одного каскада усилителя, смесь обоих будет обладать множеством свойств, таких как высокое разделение входов и выходов, высокий импеданс i / p, высокий импеданс o / p и широкая полоса пропускания.

Этот усилитель обычно используется в токовых цепях с использованием двух транзисторов, либо BJT, либо FET. Один транзистор действует как CE или общий источник, а другие действуют как CB или общий затвор. Поскольку отсутствует прямая связь между o / p и i / p, этот усилитель увеличивает разделение входов / выходов, устраняет эффект Миллера и, следовательно, обеспечивает широкую полосу пропускания.

1. Схема каскодного усилителя

Входной ступенькой полевого транзистора является усилитель на полевых транзисторах CS, и напряжение Vin подается на вывод затвора транзистора. С другой стороны, выходная фаза — это усилитель FET CG, который питается от входной фазы. Rd — это сопротивление стока для выходного шага, а Vout — выходное напряжение, полученное с Q2. Поскольку Q2 заземлен в цепи, напряжение стока в полевом транзисторе Q1 и напряжение истока в полевом транзисторе Q2 поддерживаются постоянными.Это означает, что полевой транзистор Q2 имеет самое низкое входное сопротивление для полевого транзистора Q1. Низкое входное сопротивление для Q1 снижает значения усиления и эффекта Миллера, что косвенно приводит к увеличению уровня полосы пропускания.

Уменьшение усиления полевого транзистора Q1 мало влияет на общий коэффициент усиления схемы, поскольку полевой транзистор Q2 его компенсирует. Поскольку разряд и заряды от вывода стока к паразитной емкости истока проходят через резистор Rd, эффект Миллера мало влияет на полевой транзистор Q2, а частотная характеристика и значения нагрузки нарушаются только для повышенных частотных диапазонов.Выходные значения каскодного усилителя полностью изолированы от входных значений в архитектуре схемы. Q1 имеет фиксированные уровни напряжения на выводах истока и стока, а Q2 имеет фиксированные уровни напряжения на выводах затвора и истока. Ниже представлена ​​принципиальная схема каскодного усилителя с полевым транзистором:

Схема каскодного усилителя на полевых транзисторах показана ниже. Vin (входное напряжение) подключается к клемме затвора входного каскада этого усилителя, который является типичным источником полевого транзистора.Выходной каскад этого усилителя представляет собой типичный затворный полевой транзистор с амбициозным входным шагом. Сопротивление стока каскада o / p равно Rd, а Vout (выходное напряжение) можно рассчитать на выводе стока вторичного транзистора.

Поскольку вывод затвора транзистора Q2 заземлен, напряжения истока и стока транзисторов остаются неизменными. То есть транзистор с более высоким Q2 имеет низкое сопротивление i / p в направлении транзистора с более низким Q1. В результате уменьшается коэффициент усиления нижнего транзистора, а также уменьшается эффект Миллера.Пропускная способность SO увеличится.

Потери в усилении нижнего транзистора мало влияют на общий коэффициент усиления, поскольку их компенсирует верхний транзистор. Эффект Миллера не повлияет на верхний транзистор, поскольку резистор стока должен использоваться для зарядки и разрядки стока до дрейфовой емкости истока. На высоких частотах сказывались как частотная характеристика, так и нагрузка.

Выход этой схемы может быть отделен от входа. Нижний транзистор имеет приблизительно стабильное напряжение на выводах истока и стока, в то время как более высокий транзистор имеет почти стабильное напряжение на обоих выводах.Входа с о / п на в / п практически нет. Как следствие, две клеммы хорошо разделены с использованием надежного среднего отношения напряжения.

2. Складчатый каскодный усилитель

Это одноступенчатый усилитель, в котором типичный транзистор истока заделан транзистором CB обратной полярности. В этой схеме входной сегмент — это пара переменных, которая служит каскадом CS для каскода. Два стока транзистора присоединены к транзисторам CG с обратной полярностью.Затем транзисторы CG подключаются к комплексному источнику тока, и цепь замыкается.

Увеличение коэффициента усиления в многокаскадном усилителе может быть достигнуто благодаря конструктивному характеру этого усилителя. Путем свертывания каскода в транзисторы обратной полярности размер схемы может быть сведен к минимуму, сохраняя при этом выходную мощность схемы и требуя пониженного напряжения питания. Значение выходного сопротивления схем можно улучшить с помощью каскодных транзисторов, что увеличивает усиление сигнала усилителя.Это ключевое преимущество сложенного каскодного усилителя.

II. Характеристики каскодного усилителя

1. Частотная характеристика каскодного усилителя

Выходные характеристики инвертируются в соответствии с входными частотными характеристиками каскодного усилителя. Они обеспечивают улучшенную выходную амплитуду за счет использования каскодных усилителей или усилителей с общим эмиттером. Сигнал каскодного усилителя в три раза превышает прогнозируемый диапазон по сравнению с сигналом CE.

2. Стабильность каскодного усилителя

Другой заслуживающей внимания характеристикой каскодного усилителя, к которой необходимо обратиться, является его надежность. Каскодная строительная архитектура сама по себе безопасна. Нижний транзистор имеет почти постоянный уровень напряжения на выводах истока и стока, поэтому нет ничего, что могло бы создать обратную связь затвора. С другой стороны, верхний транзистор поддерживает постоянный уровень напряжения на выводах истока и затвора.Как следствие, единственными узлами с совпадающими уровнями напряжения являются выходные и опорные узлы.

3. Преимущества и недостатки каскодного усилителя

Преимущества

  • Повышенное усиление, надежность, лучшие отношения импеданса, более широкие уровни полосы пропускания и скорость нарастания — все это характеристики каскодной схемы.

  • Конструкция схемы невероятно проста.

  • В супергетеродинных приемниках каскодный усилитель реализован как умножающий смеситель.Сигнал генератора подается на верхний затвор, а ВЧ-сигнал подается на нижний затвор. Таким образом, все эти сигналы объединяются, а ПЧ используется как сток усилителя верхнего микшера.

Недостатки

Для этого усилителя необходимы два транзистора с источником высокого напряжения. Два транзистора должны быть смещены достаточным VDS в процессе для двухтранзисторного каскода, устанавливая нижний предел для источника напряжения.

Топология каскода транзистора

Топология каскода транзистора

Какая самая ранняя ссылка на топологию каскода с использованием транзисторы?

История

Топология каскода была изобретена для решения эффекта Миллера [1] в триодные усилители.Однако с изобретением пентода (при справа), с его экраном и глушителями, каскод больше не был необходимо и было «забыто». После изобретения транзистора в 1947 году каскодный усилитель пришлось «заново изобрести», чтобы решить Эффект Миллера в транзисторных усилителях с общим эмиттером.

По крайней мере, такую ​​историю я слышал всегда. Как говорят итальянцы, Se non è vero, è ben trovato (Даже если это не так правда, это хорошая история).

Джим Уильямс провел конкурс [2] и впоследствии был отмечен [3] самое раннее использование слова «каскод» в статье Ханта и Хикмана [4].Но какова самая ранняя ссылка на топологию каскода с использованием транзисторы?

Претенденты

Обратите внимание, что мы не ищем первый стек транзисторов, или для первого каскада усилителей с общим эмиттером и общей базой. Были ищем первый стек транзисторов со словом «каскод», имеющим отношение к нему. Если у вас есть предложения или рекомендации, пожалуйста, свяжитесь с нами. Кент Лундберг (я тоже Интересны ссылки, пересказывающие миф).
  • Gray and Searle (1969, ссылка [5]) обсуждают каскод транзистора. усилитель без комментариев или ссылок, или любое обсуждение этимология названия.
  • Thornton et al (1966, ссылка [6]) показывают каскод вместе с caption «Усилитель с общим эмиттером, управляющий каскадом с общей базой, аналогичный к вакуумной «каскодной» схеме. Это позволяет избежать эффекта нагрузки C_mu на входе и допускает большие перепады напряжения на входе. output … «
  • Джим Уильямс предложил руководство по подключаемому модулю Tektronix 1A7 (авторское право 1965) как возможное «первое использование». На странице 3-4 показана следующая топология с пометкой «V124, V134 и Q144 работают как каскодный усилитель.» Однако я собираюсь запретить эту ссылку, поскольку V124 и V134 электронные лампы (нувисторы).
  • Обновление за декабрь 2006 г .: Наш корреспондент Деннис Кушинг сообщил о самой ранней найденной ссылке — работе Январь 1960 г. «Анализ каскодной конфигурации транзисторов». [10]. Этот документ также включает признание: «Считается, что транзисторная каскодная схема была впервые использована С.Х. Бауэрсом из S.R.D.E., Крайстчерч. S.R.D.E. — это британская компания по исследованию и развитию сигналов. Учреждение.

Правда

К сожалению, миф о забытом искусстве каскода является явно ложный. Еще в 1956 году такие книги, как Arguimbau и Олдер [7] и Стюарт [8] обсуждают каскоды для электронных ламп (но не транзисторные каскоды).

Аргуимбау и Альдер показывают следующую схему вместе с подпись «Каскод 6BQ7-A»:

Стюарт говорит: «Каскодный усилитель важен, потому что он имеет небольшие размеры. шум цепи и достаточно высокое усиление … Он состоит из двух ламп которые могут быть триодами или пентодами, причем триоды лучше всего подходят для низких частот. шум »(страницы 363-364).Стюарт также утверждает, что «в последние годы каскодный усилитель получил известность даже у обывателя как входной каскад телевизионных приемников (вслед за антенной), хотя изначально разработан как входной каскад РЛС промежуточной частоты усилители »(стр. 365). Стюарт, похоже, говорит об эталонных [9], но эта работа явно предшествовала Ханту и Хикману [4].

Эти цитаты, кажется, неплохо опровергают миф о «забытом искусстве».

Список литературы

  1. Джон М.Миллер. Зависимость входного импеданса трехэлектродная вакуумная лампа при нагрузке в пластинчатом контуре. Научные статьи Бюро стандартов, т. 15, вып. 351, страницы 367-385, 1920. Доступно онлайн.
  2. Джим Уильямс, «Монолитный импульсный регулятор с выходом 100 мВ. Шум », Linear Technology Corporation, Application Note 70, октябрь 1997 г. (сноска 14). Доступно онлайн.
  3. Джим Уильямс, «Схема формирования сигналов и питания Конверсия », Linear Technology Corporation, Примечание по применению 75, Март 1999 г. (сноска 12).Доступно онлайн.
  4. F.V. Хант и Р.В. Хикман, «Об электронных стабилизаторах напряжения», Review of Scientific Instruments, , январь 1939 г., стр. 6-21. (стр.16).
  5. Пол Э. Грей и Кэмпбелл Л. Сирл. Электронные принципы: Физика, модели и схемы. Wiley, Нью-Йорк, 1969, стр. 523-524.
  6. Ричард Д. Торнтон, J.G. Линвилл, Э.Р. Шенетт, Х.Л. Аблин, J.N. Харрис, А. Бутройд, Дж. Уиллис и Кэмпбелл Л. Сирл. Справочник по базовым схемам и измерениям транзисторов , том 7 комитета по образованию в области полупроводниковой электроники Серии. Wiley, New York, 1966, страницы 12-13.
  7. Лоуренс Б. Аргуимбау и Ричард Б. Алдер. Вакуумная трубка Схемы и транзисторы. Wiley, New York, 1956, page 91.
  8. Джон Л. Стюарт. Теория и дизайн схем. Wiley, Новый York, 1956, стр. 363-365.
  9. Джордж Э. Вэлли-младший и Генри Уоллман. Вакуумная трубка Усилители, том 18 из радиационной лаборатории Массачусетского технологического института Серии. McGraw-Hill, New York, 1948, page 440.
  10. J.Р. Джеймс, «Анализ конфигурации каскода транзисторов», Electronic Engineering, страниц 44-48, январь 1960. Доступно онлайн.

Кент Х. Лундберг. 2 августа 2011г.
Каскодный усилитель

— обзор

Пример 8.8

Каскодная компенсация динамического отклика

Каскодный усилитель, показанный на рис. E8.8, должен иметь примерно MFA-отклик и сопротивление 1 кОм при максимальной полосе пропускания. Транзисторы имеют f T = 600 МГц, C μ = 2 пФ и r ‘ b = 50 Ом.Источник входного тока оканчивается базовым резистором 100 Ом R B . Емкость на выходе составляет 5 пФ.

РИС. E8.8.

Чтобы проанализировать и компенсировать этот усилитель, мы начнем с некоторых расчетов транзисторов:

τT = 12πfT = 265ps

Co2 = Cπ2 + C1 = 2pF + 5pF = 7pF

Поскольку R B дан, оптимальное значение R E или K i можно определить из (8.118) путем решения для R E .

оптимальныйRB = (τTRBCμ) r′b = 66,3 Ом⇒68 Ом

Тогда K i = R B / R E = 1,47. Для R E , R L можно найти:

Rm = VoVi = VoIo · IoIi = RB · Ki⇒RL = RmKi = 680Ω⇒680Ω

Выходной полюс

fL = 12πτL = 12πRLCo2 = 12π (4,76 нс) = 33,4 МГц

Для максимального увеличения полосы пропускания требуется компенсация τ L . Приступим к компенсации как τ L , так и входного сопротивления CE.Для ответа MFA (и при условии наличия одной пары полюсов) ζ = √2 / 2 ≅ 0,707. Кроме того,

KiτT = 390ps

Применяя (8.132), мы находим, что компенсатор серии RC в цепи эмиттера имеет постоянную времени

RC = 2ζKiτTτL − KiτT (1,414) (390ps) (4.76ns) -390ps = 1.54ns

Продолжая с (8.133), получаем

CE = τTτLRERC = 12.0pF⇒12 pF

и из (8.134)

CτT + τL − RC − τTτL / RCRE = 39.2pF⇒39pF

При известном C . R можно найти из предыдущего расчета:

R = 1.54ns39pF = 39,3Ω⇒39Ω

После последовательной компенсации новый полюс находится на 1 / 2π RC = 104 МГц.

Сопротивление растекания базы CB 50 Ом может потребовать компенсации. На эмиттере он образует шунтирующую цепь RLC с C μ1 с

τn = τTrb′Cμ1 = 163ps⇒978MHz

и

ζ = 12τTrb′Cμ1 = 0,814⇒36o

. ζ относительно MFA и имеет f n на частоте почти 1 ГГц, этот полюс вряд ли сильно повлияет на отклик и не компенсируется.

Теперь, когда известно R E , мы можем вычислить входную постоянную времени CE. Некомпенсированная постоянная времени, при наличии в цепи эмиттера только R E , приблизительно равна

uncompτL≅ (RB + rb ′ + RE) (CμτTRE) = (218Ω) (5.9pF) = 1.29ns

Это соответствует на частоту 124 МГц. Компенсированный τ i составляет

compτL≅ (RB + rb ′) (Cμ + τTRE) = 885ps⇒180MHz

Серия R E и (τ T // R E ) заменяется на τ T / R E в одиночку, и скорость увеличивается.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.