Линейный бп на полевых транзисторах: МОЩНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ

Содержание

МОЩНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ


   Используя в схеме стабилизатора мощный полевой транзистор, можно собрать простой стабилизатор, тем не менее имеющий очень хорошие параметры. В предлагаемом стабилизаторе БП стоит полевой транзистор IRLR2905. Он имеет в открытом состоянии сопротивление канала всего 0,02 Ома, а так-же обеспечивает ток до 30 А. Мощность, рассеиваемая транзистором, может превышать 100 Вт. Принципиальная схема одного из вариантов такого стабилизатора приведена на рисунке, клик — для увеличения. 

Работа БП на ПТ

   Переменное напряжение поступает на выпрямитель и сглаживающий фильтр, и далее на сток полевого транзистора и через резистор R1 на затвор, открывая транзистор. Часть выходного напряжения через резисторный делитель подается на вход микросхемы, замыкая цепь ООС. Напряжение на выходе стабилизатора возрастает вплоть до того момента, пока напряжение на входе управления микросхемы DA1 не достигнет порогового, около 2,5 В.

В этот момент микросхема открывается, понижая напряжение на затворе, таким образом, устройство входит в режим стабилизации. Чтобы получить плавную регулировку выходного напряжения (например для лабораторного блока питания) резистор R2 нужно заменить переменным.

Налаживание схемы

   Установить нужное выходное напряжение резистором. Проверить стабилизатор на отсутствие самовозбуждения с помощью осциллографа. Если самовозбуждение возникает, то параллельно конденсаторам CI, С2 и С4 следует подключить керамические конденсаторы емкостью 0,1 мкФ.

Детали стабилизатора

   Микросхема КР142ЕН19 заменима на более современную TL431. Конденсаторы любые малогабаритные. Параметры трансформатора, выпрямителя — диодного моста и электролитического конденсатора фильтра выбирают исходя из необходимого напряжения и тока. Транзистор обязательно посадить на эффективный теплоотвод. Возможно потребуется использование кулера.


Поделитесь полезными схемами



МИГАЛКА НА МОТОЦИКЛ

   Мотоцикл с полицейской мигалкой — схема двухцветного светодиодного сигнала для имитации полиции.


ПРОСТАЯ СИГНАЛИЗАЦИЯ ДЛЯ КВАРТИРЫ

    Сигнализация для квартиры своими руками — автономное питание и герконовый контактный датчик проникновения. Устройство, описанное в статье, предназначено для звуковой сигнализации о проникновении в квартиру через входную дверь.


ПРОСТОЕ САМОДЕЛЬНОЕ ЗАРЯДНОЕ ДЛЯ АВТО

   Качественное зарядное устройство для авто аккумулятора, на рынке можно приобрести за 50$, а сегодня расскажу самый простой способ изготовления такого зарядного устройства с минимальными расходами денежных средств, оно простое и изготовить сможет даже начинающий радиолюбитель.


РАДИО для ВСЕХ — ЛБП однополярный

Однополярный лабораторный блок питания 0-30В/0-3А с «грубой» и «плавной» регулировками выходного напряжения, регулировкой выходного тока (ограничения по току) и индикацией режима работы — регулировка напряжения или включение ограничения тока. В качестве регулирующего элемента используется полевой транзистор IRLZ44N.

Наконец вытравил и просверлил отверстия в плате ЛБП, чтобы убедиться в работоспособности схемы — всё заработало почти сразу ;-(… Платы будут изготовлены с маской и маркировкой в двух вариантах: ЛБП с питанием напряжением постоянного тока — без выпрямительного моста и переменного резистора «плавно» для регулировки выходного напряжения, ЛБП с питанием напряжением переменного тока — выпрямительный мост установлен на плате и для регулировки выходного напряжения предусмотрен переменный резистор «плавно», а в остальном всё без изменений.

Если диодный мост не нужен (будет применён внешний), то на плате вместо него необходимо просто установить перемычки. Обе схемы приведены ниже. Покупайте печатные платы, наборы для сборки, собирайте и пользуйтесь 😉

Технические характеристики:

Входное напряжение (для платы с диодным мостом):  7…32В переменного тока

Входное напряжение (для платы без диодного моста): 9…45В постоянного тока

Ток нагрузки: 0-3А (с индикацией включения режима ограничения тока)

Нестабильность выходного напряжения: не более 1%


Краткое описание конструкциии:

Для однополярного блока питания разработаны две печатные платы размерами 62х59 мм и 92х59 мм. Фотовид печатных плат приведен ниже. На печатных платах предусмотрены отверстия диаметром 3 мм. В верхней части платы, для крепления радиатора и в нижней части для, крепления самой платы в корпусе блока питания. Регулирующий транзистор необходимо установить на большой 😉 радиатор с площадью поверхности не менее 300 см кв. Транзистор Q1 необходимо закрепить с применением теплопроводящей пасты

и, при необходимости, с применением изолирующих теплопроводящих подложек. Переменные резисторы регулировки тока и напряжения можно закрепить на передней панели блока питания непосредственно при помощи штатных гаек.

 

Примечание к схемам блока питания:

После сборки и опробования блока питания покупателем, было замечено, что при отключении от сети блока питания с небольшой нагрузкой или без нагрузки наблюдается некоторое уменьшение напряжения, а потом его всплеск до 12-15В и затем снижение до нуля. Как оказалось, это происходит из-за того, что напряжение, запирающее полевой транзистор, пропадает раньше, чем разрядится конденсатор фильтра CF.

При проверке блока питания под нагрузкой мощной лампой такого замечено не было (по понятным причинам). Для устранения броска напряжения необходимо подключить электролитический конденсатор С5 470мкФх6,3В с вывода 8 м/сх на общий провод (припаять сверху над микросхемой между выводами 8 и 11) — см. схемы.

 

Работа схемы:

Схема стабилизации напряжения собрана на U1.3 и U1.4. На U1.4 собран дифференциальный каскад, усиливающий напряжение делителя обратной связи, образованного резисторами R14 и R15. Усиленный сигнал поступает на компаратор U1.3, сравнивающий выходное напряжение с образцовым, сформированным стабилизатором U2 и потенциометром RV2. Полученная разница напряжений поступает на транзистор Q2, управляющий регулирующим элементом Q1. Ограничение тока осуществляется  компаратором U1.1, который сравнивает падение напряжения на шунте R16 с опорным, сформированным потенциометром RV1. При превышении заданного порога, U1.1 изменяет опорное напряжение для компаратора U1.

3, что приводит к пропорциональному изменению выходного напряжения. На операционном усилителе U1.2 собран узел индикации режима работы устройства. При понижении напряжения на выходе U1.1 ниже напряжения сформированного делителем R2 и R3, светится светодиод D1, сигнализирующий о переходе схемы в режим стабилизации тока.

Примечание:

В случае работы устройства от питающего напряжения ниже 23В, стабилитрон D3 необходимо заменить перемычкой. Так же, возможно питать слаботочную часть схемы от отдельного источника, подав напряжение 9-35В непосредственно на вход стабилизатора U3 и удалив стабилитрон D3.


ВОЛЬТМЕТРЫ и

АМПЕРМЕТРЫ с семисегментными LED индикаторами

Выложены здесь >>> Это не китайские измерительные приборы! Made in Donetsk


Сделанные на скорую руку видео работы блока питания можно посмотреть по ссылкам приведенным ниже. На одном видео заснято опробование цифрового вольтметра на недорогой специализированной м/сх ICL7107. 




Стоимость печатной платы размерами 62х59 мм под два переменных резистора — временно нет в наличии

Стоимость печатной платы размерами 92х59 мм под три переменных резистора — временно нет в наличии

Стоимость набора для сборки блока питания (с платой на два резистора, ручки в комплекте) временно отсутствует в продаже

Стоимость набора для сборки блока питания (с платой на три резистора, ручки в комплекте) временно отсутствует в продаже

Краткое описание, схема и перечень деталей набора здесь >>> и здесь >>>

 



Спасибо за уделённое внимание! Всем удачи, мира, добра, 73!

 

Мощный линейный лабораторный блок питания в мыльнице

Предлагаемый для повторения лабораторный блок питания с регулируемым выходным напряжением позволяет подключать нагрузку с током потребления до 1,6 А. Выходное напряжение постоянного тока может быть от 1 до 9 В. Устройство имеет защиту от перегрузки и короткого замыкания в цепи нагрузки, а также защиту от повышенного напряжения сети переменного тока 220 В.

При конструировании этого БП была поставлена задача создать малогабаритный экономичный регулируемый блок питания с линейным стабилизатором напряжения, который бы по своим параметрам и надежности превосходил имеющиеся в свободной продаже аналогичные промышленные изделия. Конструкцию удалось разместить в пластмассовой коробке размерами 110х80х75 мм, в качестве которой применена обычная мыльница (см фото).

Принципиальная схема показана на рис.1 (см. прикрепленные данные). Работает устройство следующим образом. Напряжение сети переменного тока через плавкий предохранитель FU1 поступает на первичную обмотку понижающего трансформатора T1. Пониженное до 9 В напряжение переменного тока снимается с одной из вторичных обмоток трансформатора и через один из полимерных самовосстанавливающихся предохранителей FU2 или FU3 поступает на мостовой выпрямитель на диодах Шотки VD2–VD5. Пульсации выпрямленного напряжения сглаживаются оксидным конденсатором большой емкости C5, после чего напряжение поступает на компенсационный стабилизатор напряжения, реализованный целиком на дискретных компонентах, т.е. без применения микросхем. Тут надо заметить, что, по убеждению автора, конструкции на микросхемах преходящи, тогда как конструкции на транзисторах вечны, т.е. можно будет и через 100 лет, достав с дальней полки журнал или книгу, или компакт-диск, повторить схему на транзисторах, тогда как использовавшиеся в древности интегральные микросхемы будет уже не найти.

Регулируемый компенсационный стабилизатор реализован по гибридной технологии – на полевом и биполярных транзисторах. Его отличительная особенность – очень малое минимальное напряжение между входом и выходом, которое при испытании этого стабилизатора током нагрузки 2 А, не превышало 60 мВ. Это в десятки раз меньше, чем у компенсационных стабилизаторов традиционного типа, например, серии КР142ЕНxx, и значительно меньше, чем у специальных ИМС линейных стабилизаторов напряжения с малым минимальным напряжением между входом и выходом.

Выпрямленное напряжение постоянного тока поступает на исток мощного полевого МДП транзистора VT2. Поскольку приобрести n-канальный мощный полевой транзистор с малым пороговым напряжением открывания затвор-исток значительно легче, чем p-канальный, то этот транзистор пришлось установить в минусовую цепь, что для лабораторного БП не имеет значения. Открывающее напряжение поступает на вывод затвора этого транзистора через резистор R4, подключенного к общему плюсу цепи питания. Такой способ управления полевым транзистором в компенсационном стабилизаторе не требует принятия специальных мер для запуска стабилизатора, что значительно упрощает конструкцию.

Работает компенсационный стабилизатор следующим образом. При увеличении входного напряжения или уменьшении тока нагрузки выходное напряжение также стремится увеличиться. Это приводит к тому, что транзистор VT3 открывается сильнее, следовательно, сильнее будет открываться и транзистор VT1, который, шунтируя цепь затвор-исток VT2, понижает открывающее VT2 напряжение. При этом сопротивление канала сток-исток VT2 увеличивается, выходное напряжение стабилизатора понижается. Регулировку выходного напряжения выполняют переменным резистором R9.

Стабилитрон VD6 с напряжением стабилизации около 8,2 В защищает полевой транзистор от повреждения. Переключателем SB2 можно выбрать диапазон выходных напряжений 1…4 В или 2,3…9 В. При разомкнутых контактах SB2 в качестве источника опорного напряжения работает светодиод HL4 красного цвета свечения, выходное напряжение можно установить в пределах 2,3…9 В. При замыкании контактов SB2 источником опорного напряжения станет кремниевый диод VD7, а выходное напряжение можно будет установить от 1 до 4 В.

Следует заметить, что конструкций лабораторных блоков питания с минимальным выходным напряжением от 1 В относительно немного. Вольтметр выходного напряжения выполнен на стрелочном микроамперметре PV1. С помощью переключателя SB1 можно выбрать ток срабатывания защиты. Светодиод HL3 зеленого цвета свечения сигнализирует о срабатывании самовосстанавливающегося предохранителя. Варистор RU1 защищает понижающий трансформатор от перенапряжения в питающей сети 220 В/50 Гц. Сверхъяркие светодиоды HL1 и HL2 синего цвета свечения индицируют включение блока питания в сеть, а также подсвечивают шкалу вольтметра.

Конструкция и детали

Вид на монтаж устройства показан на рис.2. Постоянные резисторы можно применить малогабаритные любого типа, например, С1-4, МЛТ, С2-23 соответствующей мощности. Подстроечный резистор R7 – любой малогабаритный, желательно герметичной конструкции. В качестве переменного резистора R9 применен подстроечный СП4-1 в полугерметичном корпусе. Хорошую стабильность выходного напряжения можно получить и с другими аналогичными резисторами, например, СП3-9б, СП4-2М, СПО-1 или малогабаритными проволочными ППБ-1А, ППБ-3А. Варистор можно заменить FNR-10K471, FNR-14K471, FNR-20K431, TNR10G471. Оксидные конденсаторы импортные аналоги К50-35, остальные – К10-17, К10-50, КМ-5. Диоды 1N4148 можно заменить 1N914 или любыми из серий КД510, КД521, КД522. Мощные диоды Шотки 1N5822 можно заменить трехамперными SB360, MBRS360T3, MBRD350, MBR340 и другими аналогичными. Упомянутые типы диодов Шотки выполнены в различных корпусах. Вместо стабилитрона 1N4738A подойдут BZV55C-8V2, TZMC-8V2, 2С182К1, 2С182Х, 2С182Ц.

Светодиоды можно применить любых типов, например, серий КИПД21, КИПД40, КИПД66, L-1503. Вместо транзистора КТ3102В можно установить любой из серий КТ3102, КТ6111, SS9014, ВС547. Вместо КТ3107Б подойдет любой из КТ3107, КТ6112, SS9015, BC556. Транзисторы разных серий имеют различия в цоколевке. В качестве транзистора VT2 применен мощный n-канальный полевой транзистор с изолированным затвором типа IRL2505N. Транзистор этого типа управляется напряжением логического уровня, имеет сопротивление открытого канала 0,008 Ом, максимальный ток при температуре 25°С 104 А в течение 1 мс, максимальное напряжение сток-исток 55 В, выполнен в металлопластмассовом корпусе TO-220. В этой конструкции его можно заменить, например, IRL3705N, IRLZ44. Полевой транзистор устанавливают на теплоотвод. При монтаже полевого транзистора необходимо принимать соответствующие меры для защиты его от пробоя статическим электричеством. Цоколевка упомянутых типов полевых транзисторов стандартная – затвор-сток-исток.

Микроамперметр использован миниатюрный от индикатора уровня записи/воспроизведения из старого отечественного магнитофона. Переключатели – П2К, с фиксацией положения, свободные группы контактов соединены параллельно. На месте понижающего трансформатора использован трансформатор типа ТПП-224М из источника питания советского компьютера «Электроника МС». Трансформатор имеет две вторичные обмотки, рассчитанные на разный ток. Менее слаботочная обмотка с выходным напряжением «холостого хода» около 5,5 В использована для питания светодиодов подсветки. Выпрямитель подключен к вторичной обмотке с выводами 6, 7. С таким трансформатором блок питания способен выдавать напряжение до 6,5 В при токе нагрузки 1,6 А и до 9…10 В при токе нагрузки 0,5 А. В качестве трансформатора можно применить унифицированный типа ТПП115-6 или ТПП114-6.

Безошибочно собранный из исправных деталей блок питания начинает работать сразу. Его настройка заключается в градуировке вольтметра подбором резистора R11 и в установке подстроечным резистором R7 диапазона регулировки выходных напряжений.

Использованный в этом лабораторном блоке питания стабилизатор напряжения при незначительной модификации можно применять в блоках питания, рассчитанных на ток нагрузки 10…15 А. Для этого необходимо установить параллельно C5 еще два таких же конденсатора, диоды Шотки использовать на соответствующий ток, например, на 16 А типа MBR1645, закрепленные на теплоотводы. Разумеется, что все сильноточные соединения должны быть выполнены «толстыми» проводами сечением не менее 1,5…2 мм2, а понижающий трансформатор должен быть соответствующей габаритной мощности с сильноточной вторичной обмоткой.

Сетевой линейный блок питания 13.8V 150W (15A MAX)

Иногда для питания трансивера может понадобиться компактный, легкий блок питания (БП), при этом, способный отдать большую мощность. Для данных целей больше всего подойдет импульсный БП, который легко можно сделать из БП от компьютера. На эту тему существует множество статей, где все понятно и подробно расписано, поэтому на этой странице речь пойдет о другом. Эта статья, думаю, понравится любителям линейных сетевых БП!

     Среднестатистическая любительская станция имеет максимальную выходную мощность 100 Вт, и потребляет при ней ток около 20 А (при напряжении 13,8 В). Но на деле, полная мощность достигается редко, за исключением работы в FM и цифровыми видами связи. А учитывая, что радиолюбитель работает на примем/передачу пусть даже с интенсивностью примерно 50/50 (на CQ), и, как правило, в SSB, то средний ток становится значительно меньше! Именно этот факт я и взял за основу.

Прежде всего блок должен иметь компактный размер, поэтому в качестве корпуса я использовал все тот же корпус от компьютерного БП. Идем на какой-нибудь компьютерный базар, и берем за бесценок дохлый БП. Или копаемся у себя (у друга и т .п.) в хламе, кому как нравится! После чего разбираем блок, оставляя только его корпус. Для полной красоты, корпус можно помыть и покрасить! Теперь перейдем к мат. части! Основой нашего БП является тороидальный трансформатор. Мне удалось без проблем поместить тор мощностью 150 Вт. На рисунке 1 показана принципиальная электрическая схема БП.

     Выпрямитель-стабилизатор выполнен на управляемом стабилитроне TL431 по традиционной схеме эмиттерного повторителя, и в комментариях не нуждается. Поэтому остановимся не некоторых особенностях блока.

Схемотехнические особенности.

     Чтобы снизить броски тока через диодную сборку VD1, возникающие при включении, на входе в цепи 220 В я установил NTC-термистор номиналом 20 Ом. При нагрузки блока он разогреется и уменьшит свое сопротивление практически до нуля, поэтому потери на нем незначительны. 

     Поскольку наш блок практически всегда будет работать в режиме перегрузки, все его силовые компоненты необходимо тщательно защитить от перегрева и выхода из строя. Для этого я использовал термостаты (на схеме TMS1..TMS3). Их применение позволяет избежать сложных схем измерителей температуры, и надежно защитить детали БП. TMS1 — нормально замкнутый, размыкающийся при 80*C. Его устанавливаем на трансформатор. Желательно уместить его внутрь тора, где температура максимальна. У меня это сделать не получилось, поэтому я прикрутил его на металлический диск, который крепит тор. Если трансформатор разогреется до 100..120*С, то температура на его креплении составит как раз около 80*С (проверено на практике). TMS2 — нормально разомкнуты. Он ставится на радиатор и включает вентилятор на полную, когда температура радиатора превышает 60*C. TMS3 — нормально разомкнутый. Он так же устанавливается на радиатор и замыкает контакт, когда он разогреется более 100*C. При срабатывание он соединяет базу транзистора VT3 с общим проводом, что приводит к падению выходного напряжения практически до нуля. Поскольку все термостаты многоразовые, то блок сам восстановит работоспособность после охлаждения.

     Несмотря на тщательно продуманную защиту, может случиться так, что диодная сборка или один из транзисторов выйдет из строя, тогда на выходе БП окажется около 25 В!!! Чтобы защитить трансивер в подобных ситуациях, на тиристоре VS1 и стабилитроне VD2 собрана простая и эффективная цепь защиты. При превышении напряжения через стабилитрон VD2 и управляющий электрод тиристора VS1 потечет ток. Тиристор откроется и замкнет собой выход БП, вызвав срабатывания предохранителей. VS1 — любой мощный тиристор, хватит даже КУ202. VD2 — стабилитрон 14 или 15В мощностью 1Вт.

    Как основной элемент защиты по току, я использовал самовосстанавливающийся предохранитель на 11А. Он спокойно выдерживает ток в 22А в течении одной минуты, но все равно сработает даже при небольшом продолжительном превышении тока. Когда его корпус остынет, он снова скоммутирует цепь. Единственный недостаток этого девайса — медленная скорость срабатывания, поэтому в случаи к.з. или срабатывания защиты от превышения напряжения скорее сгорят предохранителе FU1, FU2.

     В качестве выходного разъема я применил разъем XLR известный как микрофонный, однако, он может держать ток до 16А. Чтобы уменьшить падение напряжения на контактах разъема, я вынес обратную связь за пределы этого разъема. В ответном разъеме нужно будет обязательно соединить пины 2 и 3 перемычкой.

Конструкция и детали

Почти все детали блока размещаются на плате из односторонне фольгированного стеклотекстолита, включая и трансформатор, поэтому текстолит должен быть толстый, не менее 1. 5 мм. Размер платы и крепежные отверстия полностью идентичный той плате, которая стояла в нашем корпусе раньше. Транзисторы VT1, VT2, термостаты TMS2, TMS3 размещаются на радиаторе. Сам радиатор должен располагаться в зоне обдува вентилятора. Трансформатор располагается противоположном углу.  Поскольку верхняя часть платы почти вся занята трансформатором, радиатором и коммутацией, целесообразнее использовать SMD-элементы. Диодная сборка VD1 желательно должна быть из диодов Шоттки, она установлена на плате и прикручена к радиатору. Поскольку на корпусе сборки и на коллекторах транзистора одинаковые потенциалы, от использование диэлектрических подложек можно отказаться, однако сам радиатор должен быть изолирован от корпуса БП. Предохранители FU1, FU2 автомобильные на 15А Больше ставить не рекомендую! Не забывайте, наши обмотки ведь рассчитаны на продолжительный ток не более 4.5А!!!. Конденсатор C2 — электролитический на напряжение 25 В, емкостью 15000 мкФ. Это максимально, что мне удалось разместить на плате. Конденсаторы C1, C3, C5 — SMD, и размещены на нижний стороне платы. Резисторы R4, R5 набраны из 10-ти SMD-сопротивлений 1 Ом, 1 Вт. Для улучшения теплоотдачи они разнесены друг от друга и занимают всю площадь под трансформатором. Для нормальной работы эти резисторы должны иметь большие «фотпринты» (медные посадочные контактные площадки), это необходимо учесть при проектировании печатной платы. Допустимо использование всего одного силового транзистора, тогда надобность в этих резисторах, а так же в резисторе R2 отпадает. При этом падает надежность блока, особенно при длительной работе, когда температура радиатора будет приближена к 100*С!!! Термостат TMS1 должен быть силовым и рассчитан на работу в сети 220 В. Остальные термостаты могут быть любые, подходящие по параметрам. Резистор R3 может быть много оборотным, для увеличения точности установки выходного напряжения, или SMD, для удобства регулирования (можно просверлить отверстие в корпусе напротив этого резистора и регулировать напряжение не вскрывая блок). Многооборотные SMD резисторы мне увы не попадались. Микросхема IC1 может быть в любом корпусе. Резистор R8 задает скорость вентилятора в «холодном» режиме. Его номинал зависит от модели вентилятора и вкуса пользователя! Конденсатор C6 припаивается непосредственно к выводам разъема, а индуктивность L1 представляет собой двойной обычный провод, пропущенный несколько раз через небольшое ферритовое кольцо. Оптимальное сечение провода 2.5 кв.мм. Транзисторы VT1, VT2 желательно должны быть из одной партии. Их можно заменить на импортные аналоги.

Первое включение и настройка.

После того, как все смонтировано и готово к запуску, следует проверить отдельные узлы. Прежде всего это защита! Берем лабораторный блок питания (если его нет, то берем любой источник 15..24 В и мощный переменный резистор), подключаем его к выходу нашего БП, предварительно выпаев предохранитель EFU. Увеличиваем напряжение и смотрим, при значении напряжения 15.6..16.5 В должно произойти замыкание выхода. Далее запаиваем предохранитель назад подключаем провод обратной связи (ОС) на <+>, и подаем на контакты конденсатора C2 напряжение от 18 до 24 В, выходное напряжение должно остаться постоянным на некотором значении. Ну и совсем для полного порядка можно подключить осциллограф, убедиться, что на выходе нет ВЧ составляющий. Если она вдруг есть, то увеличиваем емкость конденсатора C3 пока она не пропадет! Все, теперь все готово! Запускаем наш БП от сети, резистором R3 устанавливаем нужное на выходное напряжение. Далее подключаем к выходу БП галагенку 35-50 Вт, и крутя резистор R2 добиваемся одинакового напряжения на R4, R5. Если не получается, можно увеличить номинал R2. Подбирая номинал R8 добиваемся, чтобы вентилятор крутился как можно тише, но обязательно крутился! Желательно погонять блок некоторое время с лампочками, убедиться в надежности системы охлаждения и после этого подключить трансивер! 

Из личного опыта

Мой БП заработал сразу! Вся настройка свелась к подбору R8. Оказалось, что он способен отдать почти 8А в длительном режиме!!! При этом все его компоненты, включая транс были в меру теплые. Вентилятор сам включался на полную и сам переходил в дежурный режим. Никаких неисправностей не наблюдается до сих пор! Один раз я забыл припаять провод ОС, и включил блок с трансивером!!!! Защита сработала молниеносно, сгорели предохранители FU1, FU2. После их замены, и подключения провода ОС, все заработало по прежнему! Эксплуатирую этот блок уже полгода!

Вот, собственно и все! По всем возникающим вопросам и замечаниям пишите на [email protected]

73!

▶▷▶▷ лабораторный блок питания полевой транзистор схема

▶▷▶▷ лабораторный блок питания полевой транзистор схема
ИнтерфейсРусский/Английский
Тип лицензияFree
Кол-во просмотров257
Кол-во загрузок132 раз
Обновление:11-08-2019

лабораторный блок питания полевой транзистор схема — Лабораторный блок питания своими руками 3 — 18 Вольт sekret-masterarubez-rubrikilaboratornyj-blok Cached Простой лабораторный блок питания делаем своими руками с регулировкой напряжения Предоставлена схема , видео и пошаговая инструкция сборки Мощный лабораторный блок питания с MOSFET транзистором на wwwmastervintikrusamodelnyj-blok-pitaniya-na-mosfet Cached Мощный лабораторный блок питания с MOSFET транзистором на выходе своими руками В предыдущей статье мы рассматривали схемы ЗУ с использованием в качестве силового ключа мощные p-n-p или n-p-n транзисторы Лабораторный Блок Питания Полевой Транзистор Схема — Image Results Питание Комбинированный лабораторный блок data-pos2 data-9b15d5042fc38653 Питание Комбинированный лабораторный блок titleСхемы Питание Комбинированный лабораторный блок data-pos2 src More Лабораторный Блок Питания Полевой Транзистор Схема images Источники питания — radio-schemyru radio-schemyrusupplyhtml Cached Лабораторный блок питания 020 В Под таким заголовком в Радио, 1998, 5 было опубликовано описание несложного блока питания на микросхемах серии КР142 Источник питания на полевых транзисторах типа IRF3205 meandrorgarchives29134 Cached Для питания различных транзисторных конструкций решил собрать источник питания (далее ИП) со стабилизатором на полевых транзисторах, так как они имеют малое падение напряжения при больших токах в нагрузке Схема лабораторного блока питания работа и настройка texnicrukonstrpitalopit2html Cached В результате чего третий транзистор откроется и тем замкнет базовую цепь vt2, лимитируя нагрузочный ток на выходе блока питания Сигнализирует о перегрузки по току светодиод hl2 СТАБИЛИЗАТОР НАПРЯЖЕНИЯ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ radioskotrupublbpstabilizator_naprjazhenija Cached Схема регулируемого стабилизатора Основной радиодеталью данного устройства является полевой (mosfet) транзистор , в качестве которого можно использовать irlz243244 и другие подобные МОЩНЫЙ САМОДЕЛЬНЫЙ ЛАБОРАТОРНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ (power supply wwwyoutubecom watch?v_du2xA72_tc Cached Мощный полевой транзистор , так как в интернет-магазине нужного транзистора не оказалось я его заменил на Лабораторный Блок Питания С Полевым Транзистором — beeprikaz beeprikazweeblycombloglaboratornij-blok-pitaniya-s Cached Как сделать лабораторный блок питания своими руками Для переделки была применена простая, но мощная схема на полевом транзисторе и регулируемом параллельном стабилизаторе tl431 Лабораторный Блок Питания С Полевым Транзистором filipokklubweeblycombloglaboratornij-blok-pitaniya-s Cached Предлагаемый для повторения лабораторный блок питания с Поскольку приобрести n-канальный мощный полевой транзистор с малым пороговым ЛАБОРАТОРНЫЙ БП С ИНДИКАЦИЕЙ НА МИКРОКОНТРОЛЛЕРЕ elworupublskhemy_blokov_pitanijalaboratornyj Cached Транзистор irf9540 допустимо заменить на irf4905, а транзистор irf1010n на buz11, irf540 Если потребуется блок питания с выходным током, превышающим 7,5 А, необходимо добавить еще один стабилизатор DA5 Promotional Results For You Free Download Mozilla Firefox Web Browser wwwmozillaorg Download Firefox — the faster, smarter, easier way to browse the web and all of 1 2 3 4 5 Next 5,400

  • В предлагаемом стабилизаторе БП стоит полевой транзистор IRLR2905. Используя в схеме стабилизатора м
  • ощный полевой транзистор, можно собрать простой стабилизатор, тем не менее имеющий очень хорошие параметры. Упрощения схемы и получения при этом значительного выходного тока до 1,5…2 А удалось до
  • аметры. Упрощения схемы и получения при этом значительного выходного тока до 1,5…2 А удалось добиться использованием в регулирующем элементе блока мощного полевого транзистора VT4, имеющего большую крутизну характеристики (100…150 мАВ). Это позволило получить довольно большой коэффициент стабилизации напряжения при … Автору удалось значительно улучшить параметры стабилизатора, применив в качестве силового элемента мощный переключательный полевой транзистор. Лабораторный БП на К143ЕНЗ. Мой рабочий quot;лабораторныйquot; блок питания служит уже более 20 лет. Но для того, чтобы регулирующий полевой транзистор обеспечивал большой выходной ток, необходимо подавать на затвор открывающее напряжение 10…20 В. По этой причине в блоке предусмотрены два источника на напряжение 20 В. Один из них — мощный на диодах VD3, VD4 -служит источником нагрузочного тока, а второй -маломощный на диодах… Стабилитрон VD6 защищает полевой транзистор. В результате сравнения обоих уровней, сигнал рассогласования поступает на базу второго транзистора, который включен по схеме усилителя тока и управляет силовым транзистором VT4. При применении обычного полевого транзистора на базу транзистора может подаваться обратное напряжение значительной величины (gt;5 вольт). Также в качестве управляющего транзистора можно использовать биполярный транзистор, включенный по схеме Дарлингтона. Очень хорошо quot;ведетquot; себя на этом месте полевой транзистор IRF3205 — ему не нужен теплоотвод при токе до 1 А. Индуктивность дросселя L1 может быть любой от 40 до 600 мкГн… Ключ на мощном полевом транзисторе (пробовались IRFP460A, IRF1407, 55N80 ) имеет стандартное включение по отношению к DA1 и пусть никого не смущает то обстоятельство, что выход ЛБП не имеет общего провода. Основой служит ОУ LM324 и 4 полевых транзистора. Схема электронной нагрузки на транзисторах. Лабораторный блок питания настроен на 5 В. Нагрузку показывает 0.49A. Легче на лм317 с плавным пуском и защитой собрать, или на мощном полевом транзисторе. (простые транзисторы прошлый век) Простой лабораторный регулируемый источник питания на двух транзисторах.

5…2 А удалось добиться использованием в регулирующем элементе блока мощного полевого транзистора VT4

55N80 ) имеет стандартное включение по отношению к DA1 и пусть никого не смущает то обстоятельство

  • но мощная схема на полевом транзисторе и регулируемом параллельном стабилизаторе tl431 Лабораторный Блок Питания С Полевым Транзистором filipokklubweeblycombloglaboratornij-blok-pitaniya-s Cached Предлагаемый для повторения лабораторный блок питания с Поскольку приобрести n-канальный мощный полевой транзистор с малым пороговым ЛАБОРАТОРНЫЙ БП С ИНДИКАЦИЕЙ НА МИКРОКОНТРОЛЛЕРЕ elworupublskhemy_blokov_pitanijalaboratornyj Cached Транзистор irf9540 допустимо заменить на irf4905
  • превышающим 7
  • так как они имеют малое падение напряжения при больших токах в нагрузке Схема лабораторного блока питания работа и настройка texnicrukonstrpitalopit2html Cached В результате чего третий транзистор откроется и тем замкнет базовую цепь vt2

Нажмите здесь , если переадресация не будет выполнена в течение нескольких секунд лабораторный блок питания полевой транзистор схема Поиск в Все Картинки Ещё Видео Новости Покупки Карты Книги Все продукты Картинки по запросу лабораторный блок питания полевой транзистор схема Мощный регулируемый блок питания на полевом Квант shema mocshnyj Мощный регулируемый блок питания на полевом транзисторе схема В нем в качестве силового применен мощный полевой транзистор IRLR Хотя он Мой рабочий лабораторный блок питания служит уже более лет Мощный лабораторный блок питания с MOSFET wwwmastervintikrusamodelnyjblok окт установить мощный pканальный полевой транзистор , Смотрите следующую схему ЛАБОРАТОРНЫЙ БЛОК Самодельный блок питания на MOSFET транзисторе МОЩНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ samodelnieru tranzistor e Используя в схеме стабилизатора мощный полевой транзистор , можно собрать напряжения например для лабораторного блока питания резистор R нужно заменить переменным МОЩНЫЙ БЛОК ПИТАНИЯ НА ПОЛЕВОМ ТРАНЗИСТОРЕ pinterestru Источник питания В rclradioru Принципиальная Схема , Самодельный лабораторный блок питания Лабораторный блок питания своими руками Вольт май Простой лабораторный блок питания делаем своими руками с Вся скромная обвязка полевого транзистора размещена на Схема лабораторного блока питания sekretmasteraru Полевик В Блок Питания Песочница QA Форум по радиоэлектронике бло Скажите, можно сделать как то регулируемый блок питания с силовым полевым транзистором , Источник питания на полевых транзисторах типа IRF meandrorgarchives ноя Опубликовано в Источники питания Собрал и проверил схему стабилизатора RKUC , показанную на рис Но для нормальной работы полевых транзисторов VT и Источники питания Радиолюбительские схемы radioschemyrusupplyhtml Предлагаемая схема блока питания БП может служить как лабораторным источником напряжения с пределами Самодельный лабораторный блок питания vladikoms окт Когда то у меня был советский источник питания Б, он очень громко и противно пищал, Лабораторный блок питания на Lm и транзисторе апр Лабораторный блок питания на Lm и транзисторе ТА Схему скиньте пожалуйста! myoutubecom Однополярный лабораторный БП ВА РАДИО для radiokitsucozruindexlbp Однополярный лабораторный блок питания ВА с грубой и В качестве регулирующего элемента используется полевой транзистор IRLZN Обе схемы приведены ниже Компактный лабораторный блок питания В Схема power авг Два мощных полевых транзистора установлены с целью равномерно распределить выделяемое Схема лабораторного блока питания с описанием его wwwtexnicrukonstrpitalopithtml Приведены принципиальные схемы лабораторного блока питания На биполярном транзисторе VT собрана схема модуля сравнения который, шунтируя затвористок полевого транзистора VT и сопротивление канала Комбинированный лабораторный блок питания VA scheme s power a Этот лабораторный блок питания способен обеспечить стабилизацию как тока, так и Схема блока показана на рис Но для того, чтобы регулирующий полевой транзистор обеспечивал Ищу схему БП на полевых IRFZ CQHam wwwcqhamrushowthreadphp? авг Из разбомбленного УПСа на Вт выпали транзисторы IRFZ По четыре штуки на Лабораторный блок питания , Принципиальные схемы cxemamyru tranzistor e июл Лабораторный блок питания , В, А зарядное устройство Проще всего вместо силового pnp транзистора установить мощный pканальный полевой транзистор , Рецепт создания хорошего лабораторного бп vipcxemaorg vipcxemaorgretseptsozdaniya Оригинальные схемы и конструкции радиопередатчиков, зарядных устройств, сигнализаций, усилителей, блоков Блок питания на мосфетах схема Мощный лабораторный блок , В у составных транзисторов, что приводит к их pканальный полевой транзистор , мощные полевые транзисторы схемы регулируемого блока beachdomynoczmoshchnyepolevye мар мощные полевые транзисторы схемы регулируемого блока питания Блок питания POWER ICE ЗОА v Компактный лабораторный блок питания В Схема RadioHata PDF Схемы лабораторных блоков питания на полевых транзисторах tweakguukjppuapdf элемента используется полевой транзистор IRLZN Схема стабилизации напряжения собрана Лабораторный блок питания от Вольт от , Делаю лабораторный блок питания , нужна помощь power дек Вот схема промышленного лабораторного БП НР, думал просто пожалуйста, сэмулируйте эту схему Коэффициент усиления у полевых транзисторов вообщето Схемы лабораторных блоков питания на полевых konavebezubambukmodalrunethuzo Рассмотрены особенности работы полевых транзисторов типа Блок питания на полевых транзисторах irf Импульсный блок питания своими руками схема и принцип scheme s июн лабораторных источников питания и так далее В качестве блока управления полевых транзисторов , используется самотактируемый полумостовой драйвер IR Лабораторный блок питания на полевых транзисторах схема Лабораторный блок питания на полевых транзисторах схема лабораторный блок питания на полевых транзисторах схема Первое включение производится без LM и транзисторов Схема импульсного лабораторного блока питания на TL wwwradioradarnet power pulsed_ янв Импульсный лабораторный блок питания структурная схема и Здесь за выравнивание тока отвечают два полевых транзистора обязательно крепятся на теплоотвод tlcn схема блока питания на полевых Anapo anapoboliviaorgtlcnskhemablok апр tlcn схема блока питания на полевых транзисторах бп Рецепт создания хорошего лабораторного блока питания транзистором , так же от выбранной схемы будет, мощные полевые транзисторы схемы регулируемого блока prakardcomviewtopicphp? мощные полевые транзисторы схемы регулируемого блока питания tm транзисторы Самый простой самодельный лабораторный блок питания с Мощный лабораторный блок питания В А rclradioru янв Полевые транзисторы Биполярные транзисторы IGBT Блок питания состоит из схемы стабилизатора на R R служат для уравнивания тока через транзисторы, мощные полевые транзисторы схемы регулируемого блока wwwgardensspapl май биполярные транзисторы , полевые mosfet и igbt Лабораторный блок питания своими руками PDF Полевые транзисторы схема защиты питания СКАЧАТЬ langpenlkppuapdf фев Схема блока питания на Ампер с защитами; Схема блока питания от Источник питания на полевых Мощный Лабораторный Блок Питания С Mosfet Транзистором Простые импульсные блоки питания Журнал Datagorru power prostye При этом нижний по схеме транзистор PDF Схема транзистора вольт СКАЧАТЬ forzipazppua forzipazppuapdf Схема лабораторного блока питания Вольт Схема с общим транзистора Полевой транзистор с изолированным затвором mosfet Полевой Импульсный Блок Питания На Полевых Транзисторах ноя Стабилизатор напряжения для лабораторного блока Схема такого блока питания была найдена в одном из Это специальные высоковольтные полевые транзисторы PDF Схема регулируемого бп на полевых транзисторах СКАЧАТЬ guiwegtbppuapdf СКАЧАТЬ Схема регулируемого бп на полевых транзисторах PDF бесплатно Мощный Лабораторный Блок Питания С Mosfet Транзистором БП на Электронная нагрузка Блоки питания Источники питания vprlrupublistochniki Рисунок Принципиальная электрическая схема электронной нагрузки В качестве ключа используется полевой транзистор T с низким сопротивлением Двухполярный лабораторный блок питания своими руками транзистор Схемы источников питания shemuruistocnikitag транзистор С помощью такого устройства можно не только быстро настроить блок Проверка полевых транзисторов Стабилизированный лабораторный блок питания вольт radiohomeru дек Стабилизированный лабораторный блок питания вольт Упрощения схемы и получения при этом значительного элементе блока мощного полевого транзистора VT, Линейный стабилизатор для лабораторного блока питания мар Ещё один кубик для лабораторного блока питания , на этор раз Мощный проходной транзистор полевой , Рканальный Источник опорного напряжения ,в Принципиальная схема стабилизатора ЛБП лабораторный блок питания полевой транзистор схема wwwfronzekgutheildelaboratornyi апр лабораторный блок питания полевой транзистор схема Мощный лабораторный блок питания с схема регулированного бп на полевом транзисторе pellegrinetcomskhema май схема регулированного бп на полевом транзисторе напряжения на полевом транзисторе Известная схема лабораторный блок питания полевой транзистор схема Лабораторный блок питания ВА NewAuction Однополярный лабораторный блок питания В, А регулировками выходного напряжения, элемента используется пара полевых транзисторов IRF NKZ Схема стабилизации напряжения собрана на U и U VRTP Лабораторный блок питания Эта схема лабораторного блока питания , как я его вижу Рассчитан на проходной Дарлингтон О применении полевых транзисторов в качестве силовых Печатные платы лабораторный блок питания полевой транзистор схема dhkctuq masrolichieklablogcoma Скачать тут лабораторный блок питания полевой транзистор схема В предлагаемом стабилизаторе БП стоит полевой транзистор IRLR ZXYS, или развитие истории самодельного мощного kirichblogzxys фев Блок питания исправен и работает абсолютно самодельного мощного лабораторного блока питания Те схема выглядит так Входное напряжение установлен драйвер мощного полевого транзистора PDF схем для радиолюбителей LabKit labkitru power Istochniki_pitaniya_ в регулирующем элементе полевого транзистора V и высокоомной Схема блока питания изображена на рисунке Рабочие Этот лабораторный блок питания способен обеспечить схема блока питания на полевых транзисторах а nicepharmacomskhemablokapitanii май схема блока питания на полевых транзисторах а надежной микросхеме ir Лабораторный блок питания своими В новинке установлены дискретные транзисторы , Блок питания а на полевых транзисторах схема My First dasijugemjp?eid сен Блок питания на полевых транзисторах IRF Стабилизатор напряжения для лабораторного блока Используя в схеме стабилизатора мощный полевой транзистор , Схема блока питания на полевом транзисторе портал с shema tranzistor e Картинки по запросу схема блока питания на полевом транзисторе напряжения например для лабораторного блока питания резистор R нужно Стоит полевой транзистор IRLR схема мощного регулируемого блока питания на полевом wwwzsmarcinkowiceeduplskhema мар схема мощного регулируемого блока питания на полевом транзисторе схема Yahoo Search Запросы, похожие на лабораторный блок питания полевой транзистор схема лабораторный блок питания на полевом транзисторе блок питания на lm с мощным транзистором блок питания на полевом транзисторе своими руками блок питания для трансивера на полевых транзисторах блок питания на мосфетах мощный лабораторный блок питания на транзисторах импульсный блок питания на полевом транзисторе блок питания на lm с полевым транзистором След Войти Версия Поиска Мобильная Полная Конфиденциальность Условия Настройки Отзыв Справка

В предлагаемом стабилизаторе БП стоит полевой транзистор IRLR2905. Используя в схеме стабилизатора мощный полевой транзистор, можно собрать простой стабилизатор, тем не менее имеющий очень хорошие параметры. Упрощения схемы и получения при этом значительного выходного тока до 1,5…2 А удалось добиться использованием в регулирующем элементе блока мощного полевого транзистора VT4, имеющего большую крутизну характеристики (100…150 мАВ). Это позволило получить довольно большой коэффициент стабилизации напряжения при … Автору удалось значительно улучшить параметры стабилизатора, применив в качестве силового элемента мощный переключательный полевой транзистор. Лабораторный БП на К143ЕНЗ. Мой рабочий quot;лабораторныйquot; блок питания служит уже более 20 лет. Но для того, чтобы регулирующий полевой транзистор обеспечивал большой выходной ток, необходимо подавать на затвор открывающее напряжение 10…20 В. По этой причине в блоке предусмотрены два источника на напряжение 20 В. Один из них — мощный на диодах VD3, VD4 -служит источником нагрузочного тока, а второй -маломощный на диодах. .. Стабилитрон VD6 защищает полевой транзистор. В результате сравнения обоих уровней, сигнал рассогласования поступает на базу второго транзистора, который включен по схеме усилителя тока и управляет силовым транзистором VT4. При применении обычного полевого транзистора на базу транзистора может подаваться обратное напряжение значительной величины (gt;5 вольт). Также в качестве управляющего транзистора можно использовать биполярный транзистор, включенный по схеме Дарлингтона. Очень хорошо quot;ведетquot; себя на этом месте полевой транзистор IRF3205 — ему не нужен теплоотвод при токе до 1 А. Индуктивность дросселя L1 может быть любой от 40 до 600 мкГн… Ключ на мощном полевом транзисторе (пробовались IRFP460A, IRF1407, 55N80 ) имеет стандартное включение по отношению к DA1 и пусть никого не смущает то обстоятельство, что выход ЛБП не имеет общего провода. Основой служит ОУ LM324 и 4 полевых транзистора. Схема электронной нагрузки на транзисторах. Лабораторный блок питания настроен на 5 В. Нагрузку показывает 0.49A. Легче на лм317 с плавным пуском и защитой собрать, или на мощном полевом транзисторе. (простые транзисторы прошлый век) Простой лабораторный регулируемый источник питания на двух транзисторах.

Регулируемый блок питания с автоматическим переключением напряжения на входе стабилизатора

Линейные стабилизаторы напряжения постоянного тока, в отличие от импульсных, обычно имеют низкий уровень пульсаций выходного напряжения и не создают помех радиоприёму, но при большой разнице между входным и выходным напряжением обладают низким КПД. Можно повысить средний КПД регулируемого линейного стабилизатора, если переключать его входное напряжение в зависимости от установленного выходного.

Рис. 1

На рис. 1 представлена схема построенного по такому принципу компактного блока питания с линейным стабилизатором выходного напряжения, регулируемого в широких пределах. Устройство оснащено трёхразрядным цифровым вольтметром, выдаёт стабилизированное выходное напряжение 3,3. ..18 В при токе нагрузки до 1,2 А. В [1] была описана конструкция, в которой также можно было переключить напряжение на входе стабилизатора, но только вручную. В новом блоке обмотки понижающего трансформатора T1 переключаются автоматически в зависимости от установленного выходного напряжения. Защита устройства от перегрузки по току выполнена, как и в [1], на самовосстанавливающихся предохранителях.

Напряжение сети переменного тока 220 В поступает на первичную обмотку понижающего трансформатора T1 через замкнутые контакты сетевого выключателя с подсветкой SA1 и защитный резистор R2. Резистор R1 ограничивает ток через неоновую лампу подсветки выключателя, уменьшая яркость её свечения и увеличивая срок службы. Варистор RU1 защищает от всплесков напряжения в сети.

Трансформатор имеет две вторичные обмотки. Переменное напряжение с обмотки 5-6-7 трансформатора, имеющей отвод, поступает на выпрямительный мост VD3 через контакты реле K1.1, переключатель SA2 и самовосстанавливающийся предохранитель FU1 или FU2 (в зависимости от положения переключателя). Конденсаторы C10 и C11 сглаживают пульсации выпрямленного напряжения. Включённый в диагональ выпрямительного моста VD5-VD8 светодиод HL1 сигнализирует о срабатывании любого из самовосстанавливающихся предохранителей, резистор R13 ограничивает ток светодиода.

Обмотка 3-4 предназначена для получения повышенного напряжения, необходимого для эффективного управления полевым транзистором VT6, служащим регулирующим элементом в стабилизаторе напряжения. Напряжение этой обмотки выпрямляет диод Шотки VD2 и сглаживает фильтр C4R8C9. Этот узел позволяет обойтись без умножителя напряжения, который был использован в аналогичном стабилизаторе, описанном в [2].

В регулируемом стабилизаторе выходного напряжения в качестве узла сравнения и усилителя сигнала рассогласования применена микросхема параллельного стабилизатора напряжения DA1. Она питается током 3 мА, стабилизированным транзисторами VT3 и VT5. Точное значение этого тока зависит от сопротивления резистора R14. Питание параллельного стабилизатора стабильным током позволяет создать для него комфортные условия работы при значительном изменении напряжения на условном катоде (выводе 3). Конденсатор C14 и резистор R15 предотвращают самовозбуждение стабилизатора.

Выходное напряжение стабилизатора регулируют переменным резистором R20. Чем меньше его введённое сопротивление, тем ниже напряжение на выходе блока — истоке полевого транзистора VT6. Стабилитрон VD10 защищает полевой транзистор от повреждения. Микросхема DA1 всегда поддерживает на своём катоде такое напряжение, при котором напряжение между её управляющим входом (выводом 1) и условным анодом (выводом 2) равно 2,5 В. Резистор R16 — защитный.

К выходу стабилизатора подключён цифровой вольтметр PV1. Диод VD11 защищает его от обратного напряжения, например, в случае подключения к выходу стабилизатора заряженного в обратной полярности конденсатора большой ёмкости.

На транзисторах VT1, VT2, VT4, реле K1, стабилитронах VD1 и VD4, диоде VD9 собран узел переключения входного напряжения стабилизатора. Пока выходное напряжение стабилизатора меньше 7,4 В, напряжение между базой и эмиттером транзистора VT1 меньше 0,5 В, поэтому он закрыт. Вместе с ним закрыты транзисторы VT2 и VT4, а обмотка реле обесточена. На диодный мост VD3 через контакты реле поступает напряжение около 11 В с выводов 6 и 7 трансформатора, что уменьшает мощность, рассеиваемую транзистором VT6.

При увеличении напряжения на выходе стабилизатора транзистор VT1 открывается, вместе с ним открываются VT2 и VT4. На обмотку реле K1 поступает напряжение, ограниченное стабилитроном VD4. Реле срабатывает, на мост VD3 через его переключившиеся контакты поступает напряжение около 20 В с выводов 5 и 7 трансформатора. Резистор R7 создаёт положительную обратную связь, необходимую для создания зоны гистерезиса состояния реле от выходного напряжения стабилизатора. В результате реле отпускает якорь только при снижении выходного напряжения до 7 В. Диод VD9 защищает транзистор VT4 от выбросов ЭДС самоиндукции на обмотке реле в моменты прерывания тока в ней. Конденсаторы C5 и C6 предотвращают ложные переключения реле.

Рис. 2

Изготовленный блок питания имеет компактную конструкцию, все детали размещены в готовом корпусе размерами 129x114x47 мм из листовой латуни толщиной 1 мм (рис. 2). Корпус используется и как эффективный теплоотвод. К нему прикреплены пластмассовые ножки высотой около 10 мм, что нужно для лучшего обтекания его воздухом, а следовательно, для лучшего охлаждения. Корпус не имеет непосредственного электрического соединения с общим проводом блока питания, но для выравнивания потенциалов соединён с ним цепью R3C1R4. Передняя панель блока изготовлена из листового полистирола.

Рис. 3

Поскольку почти половина объёма корпуса занята трансформатором T1, расположение остальных элементов устройства внутри него довольно плотное. Узел выпрямителя на диодном мосте VD3 собран на отдельной монтажной плате, показанной на рис. 3. На ней также находятся конденсаторы C2, C3, C7, C8, C10, резистор R13, диоды VD5-VD8 и самовосстанавливающиеся предохранители. Остальные узлы размещены на плате, изображённой на рис. 4.

Рис. 4

Монтаж плат двусторонний навесной. Все цепи, по которым течёт значительный ток, выполнены монтажным проводом сечением 0,75 мм2. Для маломощных цепей применён провод МГТФ сечением 0,03 мм2. Провод, идущий к движку переменного резистора, экранирован, а те провода, которые находятся под напряжением 220 В, имеют двойную изоляцию.

После проверки работоспособности устройства монтажные платы со стороны соединений покрыты лаком ХВ-784 для предотвращения случайных замыканий и повышения механической прочности монтажа.

Резистор R1 — невозгораемый разрывной, он может быть заменён плавкой вставкой на 0,5 А. Остальные постоянные резисторы — МЛТ, РПМ, С1-4, С1-14, С2-23 и другие аналогичные. Переменный резистор R20 — СП4-1, но может быть заменён на РП1-73а, СП3-9а, СП-04а. При использовании переменного резистора, сопротивление которого отличается от указанного на схеме (оно может достигать 2,2 кОм), потребуется пропорционально изменить номиналы резисторов R17 и R19. Следует иметь в виду, что переменные резисторы меньшего сопротивления обычно более надёжны. Применённый в устройстве варистор MYG20-471 (RU1) можно заменить на MYG20-431, FNR-20K431, FNR-20K471, GNR20D431K. На корпус варистора надет чехол из стеклоткани.

Конденсаторы C5 и C6 — керамические для поверхностного монтажа. Оксидные конденсаторы — импортные аналоги К50-68. Остальные конденсаторы — малогабаритные плёночные.

Диоды 1N4148 можно заменить любыми из 1N914, 1SS244, КД510, КД521, КД522, а диод 1N4004 — из серий 1 N4001 — 1N4007,    UF4001    —

UF4007, КД209, КД243, КД247. Вместо диода EGP20A подойдут 1N5401 — 1N5408, FR301 — FR307, диоды серий КД226, КД257, а вместо диода Шотки 1 N5819 — SB140, SB150. Диодный мост RBV-406H заменяется любым из FBU4, KBU6, BR605, КВРС601-КВРС610, RS801-RS807, KBU8. Перед креплением к латунному корпусу блока прижимаемую к нему поверхность моста нужно смазать теплопроводящей пастой.

Стабилитроны 1N4738A заменяются на BZV55C8V2, TZMC8V2. Вместо стабилитрона 1N4736A подойдут BZV55C6V8, TZMC6V8. Светодиод HL1 может быть любого типа и цвета свечения. Микросхему TL431CLP можно заменить на AZ431AZ, LM431ACZ. Транзистор IRLZ44N в этой конструкции можно заменить на IRL2505N, IRL3205, STP65NF06. На время сборки конструкции его выводы соединяют проволочной перемычкой. Через изолирующую прокладку транзистор устанавливают на алюминиевой пластине размерами 125x35x2 мм. Эту пластину затем привинчивают к латунному корпусу устройства, применяя теплопроводную пасту.

Следует заметить, что установка транзистора в корпусе TO-220 на теплоотвод через изолирующую прокладку ограничивает его допустимую максимальную постоянную рассеиваемую мощность приблизительно до 30 Вт. Это следует учитывать, изготавливая блок питания большей мощности. Увеличить её можно соединением нескольких полевых транзисторов параллельно и применением более мощного трансформатора.

Транзистор 2SD1616 можно заменить на SS8550, 2SC2331 или серии КТ961 c коэффициентом передачи тока базы не менее 50. Вместо транзисторов 2SA733 подойдут 2SA709, SS9012, транзисторы серий КТ6115, КТ3107. Замена транзистора 2SC945 — SS9013, SS9014, 2SC1815, серии КТ3102.

В блоке питания применено реле, найденное в неисправной стиральной машине. Оно рассчитано на работу при напряжении на обмотке 12 В, но срабатывает при значительно меньшем напряжении. Измеренное сопротивление обмотки — 440 Ом. На замену ему подойдёт любое реле с приблизительно таким же сопротивлением обмотки и с переключающей группой контактов, способной коммутировать ток не менее 3 А, и срабатывающее при напряжении не более 6 В.

Для применения в блоке питания переделан сетевой тороидальный трансформатор от ленточного ревербератора «Эхо-1». С него удалены все вторичные обмотки и межобмоточный экран. Поверх бумажной изоляции первичной обмотки добавлены четыре слоя полихлорвиниловой ленты. Обмотка 5-6-7 намотана жгутом из шести обмоточных проводов диаметром 0,39 мм каждый, свитых с помощью электродрели. Необходимо заготовить около 25 м жгута. Намотку на тороидальном магнитопроводе ведут виток к витку с помощью самодельного челнока. В секции 5-6 должно быть намотано 123 витка, а в секции 6-7 — 150. Намотав каждый слой, его покрывают слоем бумажной ленты, которую затем пропитывают изоляционным лаком.

Обмотка 3-4 содержит 60 витков обмоточного провода диаметром 0,43 мм. Обе вторичные обмотки укладывают с максимальным усилием, чтобы они плотно прилегали к магнитопроводу. Можно применить другой трансформатор габаритной мощностью не менее 30 ВА, вторичная обмотка которого, используемая в качестве обмотки 5-6-7, рассчитана на ток не менее 1,3 А.

Рис. 5

В качестве вольтметра PV1 применён цифровой встраиваемый прибор V20D-T1 (рис. 5). Он был приобретён в одном из интернет-магазинов за сумму (включая стоимость пересылки), меньшую цены обычного трёхразрядного светодиодного индикатора. Вольтметр измеряет постоянное напряжение от 3,2 до 30 В при потребляемом токе около 20 мА.

Готовый блок начинает работать сразу. При необходимости подборкой резисторов R17 и R19 можно установить желаемые верхнюю и нижнюю границы регулировки выходного напряжения.

Литература

1. Бутов А. Лабораторный блок питания с защитой на самовосстанавливающихся предохранителях. — Радио, 2005, № 10, с. 54- 57.

2. Бутов А. Малогабаритный регулируемый блок питания. — Радио, 2012, № 5, с. 55, 56.

Автор: А. Бутов, с. Курба Ярославской обл.

СХЕМА УНИВЕРСАЛЬНОГО БЛОКА ПИТАНИЯ

Всем привет, прошло не так долго времени как я собрал свой первый радио конструктор или как известный в народе Master KIT, первое впечатление было очень позитивное после сборки этого действительно интересного и полезного конструктора. И вот недавно увидел в Интернете ещё одну интересную схему, тем более был радио конструктор по очень привлекательный цене, решил купить и собрать блок питания на микросхемы lm324.

Схема универсального БП

Это однополярный блок питания с «грубой» и «плавной» регулировками выходного напряжения, регулировкой ограничения по току и индикацией режима работы. В качестве регулирующего элемента используется полевой транзистор IRLZ44N.

Технические характеристики

  • Входное напряжение: 7-32 В переменного тока
  • Регулируемый ток нагрузки: 0-3 А
  • Нестабильность выходного напряжения: не более 1%
  • Выходное напряжение: 0-30 В

Описание работы

Схема стабилизации напряжения собрана на U1. 3 и U1.4. На U1.4 собран дифференциальный каскад, усиливающий напряжение делителя обратной связи, образованного резисторами R14 и R15. Усиленный сигнал поступает на компаратор U1.3, сравнивающий выходное напряжение с образцовым, сформированным стабилизатором U2 и потенциометром RV2. Полученная разница напряжений поступает на транзистор Q2, управляющий регулирующим элементом Q1. Ограничение тока осуществляется  компаратором U1.1, который сравнивает падение напряжения на шунте R16 с опорным, сформированным потенциометром RV1. При превышении заданного порога, U1.1 изменяет опорное напряжение для компаратора U1.3, что приводит к пропорциональному изменению выходного напряжения. На операционном усилителе U1.2 собран узел индикации режима работы устройства. При понижении напряжения на выходе U1.1 ниже напряжения сформированного делителем R2 и R3, светится светодиод D1, сигнализирующий о переходе схемы в режим стабилизации тока. В случае работы устройства от питающего напряжения ниже 23В, стабилитрон D3 необходимо заменить перемычкой. Так же, возможно питать слаботочную часть схемы от отдельного источника, подав напряжение 9-35 В непосредственно на вход стабилизатора U3 и удалив стабилитрон D3.

Сборка устройства

После распаковки посылки меня сразу насторожило то, что отсутствует стабилитрон и некоторые резисторы — такое впечатление что этот комплект собирали кое как. Ничего, пусть будет, я думал что на этом все сюрпризы закончились, но как я ошибался: во время пайки дорожи улетали, паяльная маска была везде, должен был проходить наждачной бумагой зачищая контакты после чего их заново залуживал, пайка продолжалась несмотря ни на что, припаял основные резисторы это 1К и 10К, ну а дальше пошел на поиски недостающих резисторов. Нашел и запаял, после чего взялся за транзисторы — здесь было все нормально.

Что было интересно — это инструкция или схема по которой нужно собирать радио конструктор, первое что бросается в глаза это то, какой здесь разброс номиналов резисторов. Сама печатная плата разведена неграмотно, переменные резисторы на плате прикасаются друг к другу, при выключении схемы из сети идет скачок до 30 вольт и медленно падает. Чтоб это исправить припаял конденсатор к 8 и 11 ноге микросхемы — этот глюк проявляется при малых загрузках.

Вообще схема по параметрам реально неплохая, поэтому развел свою печатною плату. Может кто-то захочет повторить конструкцию. Печатная плата и список деталей в архиве. Благодарю за внимание, с вами был Kalyan-super-bos.

   Форум по БП

   Форум по обсуждению материала СХЕМА УНИВЕРСАЛЬНОГО БЛОКА ПИТАНИЯ

AN-140: Основные понятия линейного регулятора и импульсных источников питания

Аннотация

В этой статье объясняются основные концепции линейных регуляторов и импульсных источников питания (ИИП). Он предназначен для системных инженеров, которые могут не очень хорошо разбираться в конструкции и выборе источников питания. Объясняются основные принципы работы линейных регуляторов и SMPS, а также обсуждаются преимущества и недостатки каждого решения. Понижающий понижающий преобразователь используется в качестве примера для дальнейшего объяснения конструктивных особенностей импульсного регулятора.

Введение

Современные конструкции требуют все большего количества шин питания и решений для электропитания в электронных системах с нагрузками от нескольких мА для резервных источников питания до более 100 А для стабилизаторов напряжения ASIC. Важно выбрать подходящее решение для целевого приложения и удовлетворить заданные требования к производительности, такие как высокая эффективность, ограниченное пространство на печатной плате (PCB), точное регулирование выходной мощности, быстрая переходная характеристика, низкая стоимость решения и т. Д.Проектирование управления питанием становится все более частой и сложной задачей для проектировщиков систем, многие из которых могут не иметь серьезного опыта в области питания.

Преобразователь мощности генерирует выходное напряжение и ток для нагрузки от заданного источника входного питания. Он должен соответствовать требованиям регулирования напряжения или тока нагрузки в установившихся и переходных режимах. Он также должен защищать нагрузку и систему в случае отказа какого-либо компонента. В зависимости от конкретного применения разработчик может выбрать либо линейный стабилизатор (LR), либо импульсный источник питания (SMPS).Чтобы сделать лучший выбор решения, дизайнерам важно знать достоинства, недостатки и конструктивные особенности каждого подхода.

Эта статья посвящена приложениям с неизолированными источниками питания и дает представление об их работе и основах проектирования.

Линейные регуляторы

Как работает линейный регулятор

Начнем с простого примера. Во встроенной системе от внешнего источника питания доступна шина 12 В. На системной плате 3.Напряжение 3 В необходимо для питания операционного усилителя (ОУ). Самый простой способ генерировать 3,3 В — использовать резисторный делитель от шины 12 В, как показано на рисунке 1. Хорошо ли он работает? Обычно ответ отрицательный. Ток на выводе V CC операционного усилителя может варьироваться в зависимости от условий эксплуатации. Если используется делитель с постоянным резистором, напряжение IC V CC зависит от нагрузки. Кроме того, вход шины 12 В может плохо регулироваться. В той же системе может быть много других нагрузок, использующих шину 12 В.Из-за импеданса шины напряжение на шине 12 В меняется в зависимости от условий нагрузки на шину. В результате резисторный делитель не может подавать стабилизированное напряжение 3,3 В на операционный усилитель, чтобы обеспечить его правильную работу. Следовательно, необходим специальный контур регулирования напряжения. Как показано на рисунке 2, контур обратной связи должен регулировать значение верхнего резистора R1, чтобы динамически регулировать 3,3 В на V CC .

Рисунок 1. Резисторный делитель генерирует 3,3 В DC от входа шины 12 В

Рисунок 2. Контур обратной связи регулирует значение последовательного резистора R1 для регулирования 3,3 В

Этот вид переменного резистора может быть реализован с помощью линейного регулятора, как показано на рисунке 3. Линейный регулятор работает с биполярным или полевым силовым транзистором (FET) в его линейном режиме. Таким образом, транзистор работает как переменный резистор последовательно с выходной нагрузкой. Концептуально, чтобы установить контур обратной связи, усилитель ошибки измеряет выходное напряжение постоянного тока через цепь резисторов выборки R A и R B , а затем сравнивает напряжение обратной связи V FB с опорным напряжением V REF .Выходное напряжение усилителя ошибки управляет базой последовательного силового транзистора через усилитель тока. Когда либо входное напряжение V BUS уменьшается, либо увеличивается ток нагрузки, выходное напряжение V CC падает. Напряжение обратной связи V FB также уменьшается. В результате усилитель ошибки обратной связи и усилитель тока генерируют больший ток в базе транзистора Q1. Это уменьшает падение напряжения V CE и, следовательно, возвращает выходное напряжение V CC , так что V FB равно V REF .С другой стороны, если выходное напряжение V CC повышается, аналогичным образом цепь отрицательной обратной связи увеличивает V CE , чтобы обеспечить точное регулирование выхода 3,3 В. Таким образом, любое изменение V O поглощается напряжением V CE транзистора линейного стабилизатора. Таким образом, выходное напряжение V CC всегда постоянно и хорошо регулируется.

Рис. 3. В линейном регуляторе реализован переменный резистор для регулирования выходного напряжения

Зачем нужны линейные регуляторы?

Линейный регулятор уже очень давно широко используется в промышленности.Это было основой для отрасли электроснабжения до тех пор, пока импульсные источники питания не стали преобладать после 1960-х годов. Даже сегодня линейные регуляторы по-прежнему широко используются в широком спектре приложений.

Помимо простоты использования, линейные регуляторы имеют и другие преимущества в производительности. Поставщики систем управления питанием разработали множество интегрированных линейных регуляторов. Типичный интегрированный линейный регулятор требует только V IN , V OUT , FB и дополнительные контакты GND. На рисунке 4 показан типичный трехконтактный линейный стабилизатор LT1083, разработанный более 20 лет назад.Для установки выходного напряжения требуется только входной конденсатор, выходной конденсатор и два резистора обратной связи. Практически любой инженер-электрик может спроектировать источник питания с этими простыми линейными регуляторами.

Рис. 4. Пример встроенного линейного регулятора: линейный регулятор 7,5 А только с тремя контактами

Один недостаток — линейный регулятор может сжечь много энергии

Основным недостатком использования линейных регуляторов может быть чрезмерное рассеивание мощности последовательного транзистора Q1, работающего в линейном режиме. Как объяснялось ранее, транзистор линейного регулятора концептуально представляет собой переменный резистор. Поскольку весь ток нагрузки должен проходить через последовательный транзистор, его рассеиваемая мощность составляет P Loss = (V IN — V O ) • I O . В этом случае эффективность линейного регулятора можно быстро оценить по:

Итак, в примере на Рисунке 1, когда на входе 12 В и на выходе 3,3 В, эффективность линейного регулятора составляет всего 27,5%. В этом случае 72,5% входной мощности просто теряется и выделяет тепло в регуляторе.Это означает, что транзистор должен иметь тепловую способность, чтобы справиться с рассеянием мощности / тепла в худшем случае при максимальном напряжении V IN и полной нагрузке. Таким образом, размер линейного регулятора и его радиатора могут быть большими, особенно когда V O намного меньше, чем V IN . На рисунке 5 показано, что максимальная эффективность линейного регулятора пропорциональна соотношению V O / V IN .

Рисунок 5. Максимальный КПД линейного регулятора в зависимости от соотношения V O / V IN

С другой стороны, линейный регулятор может быть очень эффективным, если V O близко к V IN .Однако линейный регулятор (LR) имеет другое ограничение, а именно минимальную разницу напряжений между V IN и V O . Транзистор в LR должен работать в линейном режиме. Таким образом, требуется определенное минимальное падение напряжения на коллекторе для эмиттера биполярного транзистора или от стока до истока полевого транзистора. Когда V O слишком близко к V IN , LR может больше не регулировать выходное напряжение. Линейные регуляторы, которые могут работать с малой высотой потолка (V IN — V O ), называются регуляторами с малым падением напряжения (LDO).

Также ясно, что линейный стабилизатор или LDO может обеспечить только понижающее преобразование DC / DC. В приложениях, которые требуют, чтобы напряжение V O было выше, чем напряжение V IN , или требуется отрицательное напряжение V O от положительного напряжения V IN , линейные регуляторы, очевидно, не работают.

Линейный регулятор с разделением тока для высокой мощности [8]

Для приложений, требующих большей мощности, регулятор должен быть установлен отдельно на радиаторе для отвода тепла.В системах для поверхностного монтажа это не вариант, поэтому ограничение рассеиваемой мощности (например, 1 Вт) ограничивает выходной ток. К сожалению, непросто установить прямое параллельное соединение линейных регуляторов для распределения выделяемого тепла.

Замена источника опорного напряжения, показанного на рисунке 3, на прецизионный источник тока, позволяет подключать линейный регулятор напрямую, чтобы распределять токовую нагрузку и, таким образом, рассеивать рассеиваемое тепло между ИС. Это делает возможным использование линейных регуляторов при высоком выходном токе, в приложениях для поверхностного монтажа, где только ограниченное количество тепла может рассеиваться в любом месте на плате. LT3080 — первый регулируемый линейный стабилизатор, который можно использовать параллельно для увеличения тока. Как показано на рисунке 6, он имеет внутренний источник тока с прецизионным нулевым TC 10 мкА, подключенный к неинвертирующему входу операционного усилителя. С помощью внешнего резистора настройки одиночного напряжения R SET выходное напряжение линейного регулятора можно регулировать от 0 В до (В IN — V DROPOUT ).

Рисунок 6. Настройка одиночного резистора LDO LT3080 с прецизионным источником тока Ссылка

На рис. 7 показано, как легко подключить LT3080 к параллельному распределению тока.Просто свяжите контакты SET LT3080 вместе, два регулятора имеют одинаковое опорное напряжение. Поскольку операционные усилители точно настроены, напряжение смещения между регулировочным штифтом и выходом составляет менее 2 мВ. В этом случае требуется только балластное сопротивление 10 мОм, которое может быть суммой небольшого внешнего резистора и сопротивления проводов печатной платы, чтобы сбалансировать ток нагрузки с более чем 80% выравниваемым распределением. Нужна еще больше мощности? Разумно даже параллельное подключение 5-10 устройств.

Рис. 7. Параллельное подключение двух линейных регуляторов LT3080 для более высокого выходного тока

Области применения, где предпочтительны линейные регуляторы

Существует множество приложений, в которых линейные регуляторы или LDO обеспечивают превосходные решения для переключения источников питания, в том числе:

  1. Простые / недорогие решения. Решения с линейным стабилизатором или LDO просты и удобны в использовании, особенно для приложений с низким энергопотреблением и низким выходным током, где тепловая нагрузка не критична.Внешний силовой индуктор не требуется.
  2. Применения с низким уровнем шума / малой пульсации. Для чувствительных к шуму приложений, таких как устройства связи и радио, минимизация шума источника питания очень важна. Линейные регуляторы имеют очень низкую пульсацию выходного напряжения, потому что нет элементов, которые часто включаются и выключаются, а линейные регуляторы могут иметь очень широкую полосу пропускания. Так что есть небольшая проблема с EMI. Некоторые специальные LDO-стабилизаторы, такие как семейство LDO Analog Devices LT1761, имеют на выходе напряжение шума всего 20 мкВ RMS .Для SMPS практически невозможно достичь такого низкого уровня шума. SMPS обычно имеет пульсации в мВ даже с конденсаторами с очень низким ESR.
  3. Приложения с быстрым переходным процессом. Контур обратной связи линейного регулятора обычно является внутренним, поэтому никакой внешней компенсации не требуется. Обычно линейные регуляторы имеют более широкую полосу пропускания контура управления и более быстрый переходный отклик, чем у SMPS.
  4. Приложения с низким отсевом. Для приложений, где выходное напряжение близко к входному, LDO могут быть более эффективными, чем SMPS.Существуют LDO с очень низким падением напряжения (VLDO), такие как Analog Devices LTC1844, LT3020 и LTC3025, с выпадающим напряжением от 20 до 90 мВ и током до 150 мА. Минимальное входное напряжение может составлять всего 0,9 В. Поскольку в LR нет потерь переключения переменного тока, эффективность малой нагрузки LR или LDO аналогична его эффективности при полной нагрузке. SMPS обычно имеет более низкую эффективность при малой нагрузке из-за потерь на переключение переменного тока. В приложениях с батарейным питанием, в которых эффективность малой нагрузки также критична, LDO может обеспечить лучшее решение, чем SMPS.

Таким образом, разработчики используют линейные регуляторы или LDO, потому что они просты, имеют низкий уровень шума, низкую стоимость, просты в использовании и обеспечивают быстрый переходный отклик. Если V O близко к V IN , LDO может быть более эффективным, чем SMPS.

Основы импульсного источника питания

Зачем нужен импульсный источник питания?

Быстрый ответ — высокая эффективность. В ИИП транзисторы работают в режиме переключения, а не в линейном режиме. Это означает, что когда транзистор включен и проводит ток, падение напряжения на его пути питания минимально. Когда транзистор выключен и блокирует высокое напряжение, через его путь питания почти нет тока. Так что полупроводниковый транзистор похож на идеальный переключатель. Таким образом, потери мощности в транзисторе сводятся к минимуму. Высокая эффективность, низкое рассеивание мощности и высокая плотность мощности (небольшой размер) — основные причины, по которым разработчики используют SMPS вместо линейных регуляторов или LDO, особенно в сильноточных приложениях. Например, в настоящее время синхронный понижающий понижающий источник питания 12 В IN , 3,3 В OUT в режиме переключения обычно может достигать КПД> 90% против менее 27.5% от линейного регулятора. Это означает потерю мощности или уменьшение размеров как минимум в восемь раз.

Самый популярный импульсный блок питания — понижающий преобразователь

На рис. 8 показан простейший и наиболее популярный импульсный стабилизатор — понижающий преобразователь постоянного тока в постоянный. Он имеет два режима работы, в зависимости от того, включен или выключен транзистор Q1. Чтобы упростить обсуждение, все силовые устройства считаются идеальными. Когда переключатель (транзистор) Q1 включен, напряжение коммутационного узла V SW = V IN и ток L индуктора заряжается на (V IN — V O ).На рисунке 8 (а) показана эквивалентная схема в этом режиме зарядки индуктора. Когда переключатель Q1 выключен, ток катушки индуктивности проходит через диод свободного хода D1, как показано на рисунке 8 (b). Напряжение коммутационного узла V SW = 0 В и ток L индуктора разряжается нагрузкой V O . Поскольку идеальная катушка индуктивности не может иметь постоянного напряжения в установившемся состоянии, среднее выходное напряжение V O может быть задано как:

, где T ON — временной интервал включения в пределах периода TS переключения.Если соотношение T ON / T S определяется как рабочий цикл D, выходное напряжение V O составляет:

Когда значения катушки индуктивности L фильтра и выходного конденсатора C O достаточно высоки, выходное напряжение V O является постоянным напряжением с пульсацией всего в мВ. В этом случае для входного понижающего источника 12 В концептуально рабочий цикл 27,5% обеспечивает выходное напряжение 3,3 В.

Рис. 8. Режимы работы понижающего преобразователя и типичные формы сигналов

Помимо описанного выше подхода к усреднению, есть другой способ вывести уравнение рабочего цикла.Идеальный индуктор не может иметь постоянное напряжение в устойчивом состоянии. Таким образом, он должен поддерживать вольт-секундный баланс катушки индуктивности в течение периода переключения. Согласно форме кривой напряжения индуктора на рисунке 8 для баланса вольт-секунд требуется:

Уравнение (5) совпадает с уравнением (3). Такой же подход балансировки вольт-секунд может использоваться для других топологий постоянного / постоянного тока для получения рабочего цикла по уравнениям V IN и V O .

Потери мощности в понижающем преобразователе

Потери проводимости постоянного тока

С идеальными компонентами (нулевое падение напряжения во включенном состоянии и нулевые потери при переключении) идеальный понижающий преобразователь имеет 100% КПД. На самом деле рассеивание мощности всегда связано с каждым силовым компонентом. В ИИП есть два типа потерь: потери проводимости постоянного тока и потери переключения переменного тока.

Потери проводимости понижающего преобразователя в основном возникают из-за падений напряжения на транзисторе Q1, диоде D1 и катушке индуктивности L, когда они проводят ток. Чтобы упростить обсуждение, пульсации переменного тока тока катушки индуктивности не учитываются в следующем расчете потерь проводимости. Если MOSFET используется в качестве силового транзистора, потери проводимости MOSFET равны I O 2 • R DS (ON) • D, где R DS (ON) — сопротивление MOSFET в открытом состоянии. Q1.Потери мощности проводимости диода равны I O • V D • (1 — D), где V D — прямое падение напряжения на диоде D1. Потери проводимости индуктора равны I O 2 • R DCR , где R DCR — сопротивление меди обмотки индуктора. Следовательно, потери проводимости понижающего преобразователя примерно равны:

Например, вход 12 В, 3,3 В / 10 А MAX выходной понижающий источник питания может использовать следующие компоненты: полевой МОП-транзистор R DS (ВКЛ) = 10 мОм, индуктор R DCR = 2 мОм, прямое напряжение диода В D = 0.5В. Следовательно, потеря проводимости при полной нагрузке составляет:

Учитывая только потери проводимости, КПД преобразователя составляет:

Приведенный выше анализ показывает, что диод свободного хода потребляет 3,62 Вт потерь мощности, что намного выше, чем потери проводимости полевого МОП-транзистора Q1 и катушки индуктивности L. Для дальнейшего повышения эффективности диод D1 можно заменить на полевой МОП-транзистор Q2, как показано на Рисунок 9. Этот преобразователь называется синхронным понижающим преобразователем. Строб Q2 требует сигналов, дополнительных к затвору Q1, т.е.е., Q2 горит только тогда, когда Q1 выключен. Потери проводимости синхронного понижающего преобразователя:

Если полевой МОП-транзистор R DS (ON) 10 мОм также используется для Q2, потери проводимости и эффективность синхронного понижающего преобразователя будут:

Приведенный выше пример показывает, что синхронный понижающий преобразователь более эффективен, чем традиционный понижающий преобразователь, особенно для приложений с низким выходным напряжением, где рабочий цикл невелик, а время проводимости диода D1 велико.

Рисунок 9.Синхронный понижающий преобразователь и его транзисторные сигналы затвора

Потери при переключении переменного тока

В дополнение к потерям проводимости постоянного тока, существуют другие потери мощности, связанные с переменным током / переключением, из-за неидеальных силовых компонентов:

  1. Коммутационные потери MOSFET. Настоящему транзистору требуется время для включения или выключения. Таким образом, во время переходных процессов при включении и выключении возникают перекрытия по напряжению и току, что приводит к коммутационным потерям переменного тока. На рисунке 10 показаны типичные формы сигналов переключения полевого МОП-транзистора Q1 в синхронном понижающем преобразователе.Зарядка и разрядка паразитного конденсатора C GD верхнего полевого транзистора Q1 с зарядом Q GD определяют большую часть времени переключения Q1 и связанных потерь. В синхронном понижающем преобразователе потери переключения нижнего полевого транзистора Q2 малы, потому что Q2 всегда включается после того, как его основной диод становится проводящим, и выключается до того, как его основной диод становится проводящим, в то время как падение напряжения на основном диоде невелико. Однако заряд обратного восстановления основного диода Q2 может также увеличить коммутационные потери верхнего полевого транзистора Q1 и вызвать звон напряжения переключения и шум электромагнитных помех.Уравнение (12) показывает, что потери переключения управляющего полевого транзистора Q1 пропорциональны частоте переключения преобразователя f S . Точный расчет потерь энергии E ON и E OFF для Q1 непрост, но его можно найти в примечаниях к применению поставщиков MOSFET.
  2. Потери в сердечнике индуктора P SW_CORE . Настоящая катушка индуктивности также имеет потери переменного тока, которые зависят от частоты коммутации. Потери переменного тока в индукторе в основном связаны с потерями в магнитном сердечнике. В высокочастотном ИИП материалом сердечника может быть железный порошок или феррит.Как правило, сердечники из порошкового железа насыщаются мягко, но имеют высокие потери в сердечнике, тогда как ферритовый материал насыщается более резко, но имеет меньшие потери в сердечнике. Ферриты — это керамические ферромагнитные материалы, которые имеют кристаллическую структуру, состоящую из смесей оксида железа с оксидом марганца или цинка. Потери в сердечнике в основном связаны с потерями на магнитный гистерезис. Производитель сердечника или катушки индуктивности обычно предоставляет данные о потерях в сердечнике разработчикам источников питания для оценки потерь в катушке индуктивности переменного тока.
  3. Прочие потери, связанные с переменным током. Другие потери, связанные с переменным током, включают потери драйвера затвора P SW_GATE , что равно V DRV • Q G • f S , и мертвое время (когда оба верхнего полевого транзистора Q1 и нижний полевой транзистор Q2 выключены) основной диод потери проводимости, равные (ΔT ON + ΔT OFF ) • V D (Q2) • f S . Таким образом, потери, связанные с переключением, включают: Расчет потерь, связанных с переключением, обычно непросто. Потери, связанные с переключением, пропорциональны частоте переключения f S .В синхронном понижающем преобразователе 12 В IN , 3,3 В O / 10A MAX потери переменного тока вызывают потерю эффективности от 2% до 5% при частоте переключения 200–500 кГц. Таким образом, общий КПД составляет около 93% при полной нагрузке, что намного лучше, чем у источников LR или LDO. Нагревание или уменьшение размера могут быть близки к 10x.

Рис. 10. Типичная форма сигнала переключения и потери в верхнем полевом транзисторе Q1 понижающего преобразователя

Конструктивные особенности компонентов коммутируемой мощности

Оптимизация частоты коммутации

Как правило, более высокая частота переключения означает меньшие размеры компонентов выходного фильтра L и C O .В результате размер и стоимость блока питания могут быть уменьшены. Более широкая полоса пропускания также может улучшить переходные характеристики нагрузки. Однако более высокая частота переключения также означает более высокие потери мощности, связанные с переменным током, что требует большего пространства на плате или радиатора для ограничения теплового напряжения. В настоящее время для приложений с выходным током ≥10A большинство понижающих источников работают в диапазоне от 100 кГц до 1 МГц ~ 2 МГц. При токе нагрузки <10 А частота переключения может достигать нескольких МГц. Оптимальная частота для каждой конструкции является результатом тщательного компромисса по размеру, стоимости, эффективности и другим параметрам производительности.

Выбор выходного индуктора

В синхронном понижающем преобразователе пиковый ток пульсации катушки индуктивности можно рассчитать как:

При заданной частоте переключения низкая индуктивность дает большие пульсации тока и приводит к большим пульсациям выходного напряжения. Большой ток пульсации также увеличивает среднеквадратичный ток полевого МОП-транзистора и потери проводимости. С другой стороны, высокая индуктивность означает большой размер индуктора и возможные высокие DCR индуктивности и потери проводимости. Обычно при выборе катушки индуктивности выбирается 10% ~ 60% пульсаций размаха пульсаций по отношению к максимальному коэффициенту постоянного тока.Поставщики индукторов обычно указывают номинальные значения DCR, RMS (нагрева) и тока насыщения. Важно рассчитать максимальный постоянный ток и пиковый ток катушки индуктивности в пределах максимальных характеристик производителя.

Выбор силового полевого МОП-транзистора

При выборе полевого МОП-транзистора для понижающего преобразователя сначала убедитесь, что его максимальное значение V DS выше, чем напряжение питания V IN (MAX) с достаточным запасом. Однако не выбирайте полевой транзистор с чрезмерно высоким номинальным напряжением.Например, для источника питания IN (MAX) 16 В хорошо подойдет полевой транзистор с номинальным напряжением 25 или 30 В. Полевой транзистор с номинальным напряжением 60 В может быть чрезмерным, поскольку сопротивление полевого транзистора в открытом состоянии обычно увеличивается с увеличением номинального напряжения. Далее, два наиболее важных параметра — это сопротивление полевого транзистора R DS (ON) в открытом состоянии и заряд затвора Q G (или Q GD ). Обычно существует компромисс между зарядом затвора Q G и сопротивлением в открытом состоянии R DS (ON) . Как правило, полевой транзистор с небольшим кремниевым кристаллом имеет низкий Q G , но высокое сопротивление в открытом состоянии R DS (ON) , в то время как полевой транзистор с большим кремниевым кристаллом имеет низкий R DS (ON) , но большой Q . G .В понижающем преобразователе верхний полевой МОП-транзистор Q1 принимает как потери проводимости, так и потери переключения переменного тока. Малый полевой транзистор Q G обычно требуется для Q1, особенно в приложениях с низким выходным напряжением и малым рабочим циклом. Синхронный полевой транзистор Q2 на нижней стороне имеет небольшие потери переменного тока, потому что он обычно включается или выключается, когда его напряжение V DS близко к нулю. В этом случае низкий уровень R DS (ON) более важен, чем Q G для синхронного полевого транзистора Q2. Когда один полевой транзистор не может справиться с полной мощностью, несколько полевых МОП-транзисторов могут использоваться параллельно.

Выбор входного и выходного конденсатора

Во-первых, следует выбирать конденсаторы с достаточным снижением номинального напряжения.

Входной конденсатор понижающего преобразователя имеет пульсирующий ток переключения с большой пульсацией. Следовательно, входной конденсатор следует выбирать с достаточным среднеквадратичным значением пульсационного тока, чтобы обеспечить его срок службы. Обычно на входе параллельно используются алюминиевые электролитические конденсаторы и керамические конденсаторы с низким ESR.

Выходной конденсатор определяет не только пульсации выходного напряжения, но и переходные характеристики нагрузки.Пульсации выходного напряжения можно рассчитать по уравнению (15). Для высокопроизводительных приложений важны как ESR, так и общая емкость, чтобы минимизировать пульсации выходного напряжения и оптимизировать переходные характеристики нагрузки. Обычно хорошим выбором являются танталовые конденсаторы с низким ESR, полимерные конденсаторы с низким ESR и многослойные керамические конденсаторы (MLCC).

Замкнуть контур регулирования обратной связи

Есть еще один важный этап проектирования импульсного источника питания — замыкание контура регулирования с помощью схемы управления с отрицательной обратной связью. Обычно это гораздо более сложная задача, чем использование LR или LDO. Это требует хорошего понимания поведения контура и конструкции компенсации, чтобы оптимизировать динамические характеристики с помощью стабильного контура.

Малосигнальная модель понижающего преобразователя

Как объяснено выше, переключающий преобразователь меняет свой режим работы в зависимости от состояния переключателя ON или OFF. Это дискретная и нелинейная система. Для анализа контура обратной связи с помощью метода линейного управления необходимо линейное моделирование малых сигналов [1] [3].Из-за выходного фильтра L-C линейная передаточная функция малого сигнала от рабочего цикла D до выхода V O фактически является системой второго порядка с двумя полюсами и одним нулем, как показано в уравнении (16). На резонансной частоте выходной катушки индуктивности и конденсатора расположены двойные полюса. Есть ноль, определяемый выходной емкостью и ESR конденсатора.

Управление в режиме напряжения и управление в режиме тока

Выходное напряжение может регулироваться замкнутой системой, показанной на рисунке 11. Например, когда выходное напряжение увеличивается, напряжение V FB обратной связи увеличивается, а выходной сигнал усилителя ошибки отрицательной обратной связи уменьшается. Так рабочий цикл уменьшается. В результате выходное напряжение снижается до V FB = V REF . Схема компенсации ошибок операционного усилителя может быть схемой усилителя с обратной связью типа I, типа II или типа III [3] [4]. Есть только один контур управления для регулирования выхода. Эта схема называется режимом управления напряжением.Analog Devices LTC3775 и LTC3861 — типичные понижающие контроллеры в режиме напряжения.

Рис. 11. Блок-схема понижающего преобразователя с управлением по напряжению

На рисунке 12 показан синхронный понижающий источник питания от 5 до 26 В на входе и на выходе 1,2 В / 15 А с использованием понижающего контроллера режима напряжения LTC3775. Благодаря передовой архитектуре ШИМ-модуляции LTC3775 и очень низкому (30 нс) минимальному времени включения, источник питания хорошо работает для приложений, которые преобразуют высоковольтный автомобильный или промышленный источник питания до уровня 1. Низкое напряжение 2 В, необходимое для современных микропроцессоров и программируемых логических микросхем. Для приложений высокой мощности требуются многофазные понижающие преобразователи с разделением тока. При управлении в режиме напряжения требуется дополнительная петля распределения тока для балансировки тока между параллельными понижающими каналами. Типичным методом разделения тока для управления режимом напряжения является метод ведущего ведомого устройства. LTC3861 является таким контроллером режима напряжения PolyPhase ® . Его очень низкое (± 1,25 мВ) смещение считывания тока делает разделение тока между параллельно включенными фазами очень точным, чтобы сбалансировать тепловую нагрузку.[10]

Рис. 12. Синхронный понижающий источник питания LTC3775 в режиме напряжения обеспечивает высокий коэффициент понижения

Управление в режиме тока использует два контура обратной связи: внешний контур напряжения, аналогичный контуру управления преобразователей, управляемых режимом напряжения, и внутренний контур тока, который возвращает сигнал тока в контур управления. На рисунке 13 показана концептуальная блок-схема понижающего преобразователя с управлением в режиме пикового тока, который непосредственно измеряет выходной ток катушки индуктивности. В режиме управления по току ток катушки индуктивности определяется ошибочным выходным напряжением операционного усилителя.Катушка индуктивности становится источником тока. Следовательно, передаточная функция от выхода операционного усилителя V C к выходному напряжению V O становится однополюсной системой. Это значительно упрощает компенсацию петли. Компенсация контура управления меньше зависит от нулевого ESR выходного конденсатора, поэтому можно использовать все керамические выходные конденсаторы.

Рис. 13. Блок-схема понижающего преобразователя с управлением по току

Есть много других преимуществ от текущего управления режимом.Как показано на рисунке 13, поскольку пиковый ток индуктора ограничивается операционным усилителем V C по циклу, система с контролем режима тока обеспечивает более точное и быстрое ограничение тока в условиях перегрузки. Пусковой ток индуктора также хорошо контролируется во время запуска. Кроме того, ток катушки индуктивности не изменяется быстро при изменении входного напряжения, поэтому источник питания имеет хорошие характеристики переходных процессов в линии. Когда несколько преобразователей подключены параллельно, с контролем режима тока, также очень легко распределять ток между источниками, что важно для надежных приложений с высоким током, использующих понижающие преобразователи PolyPhase.В общем, преобразователь, управляемый режимом тока, более надежен, чем преобразователь, управляемый режимом напряжения.

Решение схемы управления текущим режимом должно точно определять ток. Сигнал измерения тока обычно представляет собой слабый сигнал с уровнем в несколько десятков милливольт, чувствительный к шуму переключения. Следовательно, необходима правильная и тщательная разводка печатной платы. Токовая петля может быть замкнута путем измерения тока катушки индуктивности через чувствительный резистор, падения напряжения DCR на катушке индуктивности или падения напряжения проводимости полевого МОП-транзистора. Типичные контроллеры текущего режима включают в себя Analog Devices LTC3851A, LTC3855, LTC3774 и LTC3875.

Постоянная частота в сравнении с постоянным контролем времени

Типовые схемы режима напряжения и режима тока в разделе «Управление в режиме напряжения по сравнению с управлением в режиме тока» имеют постоянную частоту переключения, генерируемую внутренними часами контроллера. Эти контроллеры с постоянной частотой коммутации можно легко синхронизировать, что является важной особенностью понижающих контроллеров PolyPhase с высоким током. Однако, если переходный процесс повышения нагрузки происходит сразу после выключения затвора Q1 управляющего полевого транзистора, преобразователь должен ждать все время выключения Q1 до следующего цикла, чтобы отреагировать на переходный процесс.В приложениях с небольшими рабочими циклами задержка в наихудшем случае близка к одному циклу переключения.

В таких приложениях с малым рабочим циклом управление режимом постоянного тока впадины по времени имеет более короткую задержку, чтобы реагировать на переходные процессы повышения нагрузки. В установившемся режиме частота переключения понижающих преобразователей с постоянным временем включения практически постоянна. В случае переходного процесса частота переключения может быстро измениться, чтобы ускорить переходный процесс. В результате источник питания имеет улучшенные переходные характеристики и выходную емкость, а связанные с этим затраты могут быть снижены.

Однако при постоянном контроле по времени частота коммутации может изменяться в зависимости от линии или нагрузки. LTC3833 представляет собой понижающий контроллер в режиме минимального тока с более сложной архитектурой с контролируемым включением по времени — вариант архитектуры управления с постоянным включением с той разницей, что время включения регулируется таким образом, чтобы частота переключения оставалась постоянной в течение стабильного этапа. условия в линии и под нагрузкой. С этой архитектурой контроллер LTC3833 имеет минимальное время включения 20 нс и позволяет понижать приложения с 38 В IN до 0. О . Контроллер можно синхронизировать с внешними часами в диапазоне частот от 200 кГц до 2 МГц. На рисунке 14 показан типичный источник питания LTC3833 с входным напряжением от 4,5 В до 14 В и выходом 1,5 В / 20 А. [11] На рисунке 15 показано, что источник питания может быстро реагировать на внезапные переходные процессы нагрузки с высокой скоростью нарастания напряжения. Во время переходного процесса при повышении нагрузки частота переключения увеличивается, чтобы обеспечить более быструю переходную характеристику. Во время переходного процесса понижения нагрузки рабочий цикл падает до нуля. Следовательно, только выходная катушка индуктивности ограничивает скорость нарастания тока.В дополнение к LTC3833, для нескольких выходов или приложений PolyPhase, контроллеры LTC3838 и LTC3839 обеспечивают быстрые переходные многофазные решения.

Рис. 14. Быстродействующий источник питания с контролируемым включением тока с использованием LTC3833

Рис. 15. Блок питания LTC3833 обеспечивает быстрое реагирование во время переходных процессов с быстрым скачком нагрузки

Ширина полосы пропускания и стабильность

Хорошо спроектированный SMPS бесшумен как в электрическом, так и в акустическом отношении. Это не относится к недокомпенсированной системе, которая обычно нестабильна.Типичные симптомы недокомпенсированного источника питания включают: слышимый шум от магнитных компонентов или керамических конденсаторов, дрожание формы волны переключения, колебания выходного напряжения и т. Д. Сверхкомпенсированная система может быть очень стабильной и тихой, но за счет медленной переходной реакции. Такая система имеет частоту кроссовера контура на очень низких частотах, обычно ниже 10 кГц. Конструкции с медленными переходными процессами требуют чрезмерной выходной емкости для соответствия требованиям регулирования переходных процессов, что увеличивает общую стоимость и размер источника питания.Оптимальная конструкция компенсации контура является стабильной и бесшумной, но не требует чрезмерной компенсации, поэтому она также имеет быструю реакцию для минимизации выходной емкости. В статье Analog Devices AN149 подробно объясняются концепции и методы моделирования силовых цепей и контуров контуров [3]. Моделирование слабых сигналов и проектирование компенсации контура могут быть трудными для неопытных разработчиков источников питания. Инструмент проектирования LTpowerCAD компании Analog Devices обрабатывает сложные уравнения и делает проектирование источника питания, особенно компенсации контура, гораздо более простой задачей [5] [6].Инструмент моделирования LTspice ® объединяет все модели деталей Analog Devices и обеспечивает дополнительное моделирование во временной области для оптимизации конструкции. Однако стендовые испытания / проверка стабильности контура и переходных характеристик обычно необходимы на стадии прототипа.

Как правило, производительность замкнутого контура регулирования напряжения оценивается двумя важными значениями: шириной полосы контура и запасом устойчивости контура. Полоса пропускания контура количественно определяется частотой кроссовера f C , при которой коэффициент усиления контура T (s) равен единице (0 дБ). Запас устойчивости контура обычно количественно определяется запасом по фазе или запасом по усилению. Запас по фазе контура Φ м определяется как разница между общей фазовой задержкой T (s) и –180 ° на частоте кроссовера. Запас усиления определяется разницей между усилением T (s) и 0 дБ на частоте, где общая фаза T (s) равна –180 °. Для понижающего преобразователя обычно считается достаточным запас по фазе 45 градусов и запас усиления 10 дБ. На рисунке 16 показан типичный график Боде коэффициента усиления контура для трехфазного понижающего преобразователя LTC3829 12V IN — 1V O / 60A.В этом примере частота кроссовера составляет 45 кГц, а запас по фазе — 64 градуса. Запас усиления близок к 20 дБ.

Рис. 16. Средство проектирования LTpowerCAD обеспечивает простой способ оптимизации компенсации контура и переходной характеристики нагрузки (трехфазный понижающий преобразователь LTC3829 с одним выходом).

Понижающий преобразователь PolyPhase для сильноточных приложений

По мере того, как системы обработки данных становятся быстрее и крупнее, их процессорам и модулям памяти требуется больше тока при постоянно уменьшающемся напряжении. При таких высоких токах требования к источникам питания увеличиваются. В последние годы синхронные понижающие преобразователи PolyPhase (многофазные) широко используются для источников питания высокого тока и низкого напряжения благодаря их высокой эффективности и равномерному распределению тепла. Кроме того, с чередованием нескольких фаз понижающего преобразователя можно значительно снизить ток пульсаций как на входе, так и на выходе, что приведет к сокращению входных и выходных конденсаторов, а также к уменьшению пространства на плате и стоимости.

В понижающих преобразователях PolyPhase чрезвычайно важны точное определение и разделение тока.Хорошее распределение тока обеспечивает равномерное распределение тепла и высокую надежность системы. Из-за присущей им способности распределения тока в установившемся состоянии и во время переходных процессов обычно предпочтительны баксы с регулируемым режимом тока. Analog Devices LTC3856 и LTC3829 — это типичные понижающие контроллеры PolyPhase с точным измерением и распределением тока. Несколько контроллеров могут быть подключены последовательно для 2-, 3-, 4-, 6- и 12-фазных систем с выходным током от 20A до более 200A.

Рисунок 17.Трехфазный, одиночный, сильноточный понижающий преобразователь O V с использованием LTC3829

Другие требования к высокопроизводительному контроллеру

От высокопроизводительного понижающего контроллера требуется множество других важных функций. Плавный пуск обычно необходим для управления пусковым током во время пуска. Ограничение перегрузки по току и фиксация короткого замыкания могут защитить источник питания, когда выход перегружен или закорочен. Защита от перенапряжения защищает дорогостоящие нагрузочные устройства в системе.Чтобы свести к минимуму системные электромагнитные помехи, иногда контроллер необходимо синхронизировать с внешним тактовым сигналом. Для приложений с низким напряжением и высоким током дистанционное измерение дифференциального напряжения компенсирует падение напряжения на сопротивлении печатной платы и точно регулирует выходное напряжение на удаленной нагрузке. В сложной системе с множеством шин выходного напряжения также необходимы последовательность и отслеживание различных шин напряжения.

Схема расположения печатной платы

Выбор компонентов и схематическое проектирование — это только половина процесса проектирования поставки.Правильная разводка печатной платы импульсного источника питания всегда имеет решающее значение. На самом деле его важность невозможно переоценить. Хорошая компоновка оптимизирует эффективность питания, снижает тепловую нагрузку и, что наиболее важно, сводит к минимуму шум и взаимодействие между дорожками и компонентами. Для этого разработчику важно понимать пути прохождения тока и потоки сигналов в импульсном источнике питания. Обычно для получения необходимого опыта требуются значительные усилия. См. Примечания по применению 136 и 139 Analog Devices для подробного обсуждения.[7] [9]

Выбор различных решений — дискретные, монолитные и интегрированные расходные материалы

На уровне интеграции системные инженеры могут решить, выбрать ли решение для дискретного, монолитного или полностью интегрированного модуля питания. На рисунке 18 показаны примеры решений для дискретных модулей и модулей питания для типичных приложений с питанием от точки нагрузки. Дискретное решение использует микросхему контроллера, внешние полевые МОП-транзисторы и пассивные компоненты для создания источника питания на системной плате. Основной причиной выбора дискретного решения является низкая стоимость спецификации компонентов.Однако это требует хороших навыков проектирования источников питания и относительно длительного времени разработки. В монолитном решении используется ИС со встроенными силовыми полевыми МОП-транзисторами, чтобы еще больше уменьшить размер решения и количество компонентов. Это требует аналогичных дизайнерских навыков и времени. Полностью интегрированное решение с силовым модулем может значительно сократить усилия по проектированию, время разработки, размер решения и риски, связанные с проектированием, но обычно с более высокой стоимостью компонентов спецификации.

Рисунок 18. Примеры (a) дискретного входа 12 В IN — 3. Питание 3V / 10A LTC3778; (b) Полностью интегрированный 16V IN , двойной 13A или одиночный 26A LTM4620 µModule ® понижающий регулятор

Другие основные неизолированные топологии ИИП постоянного / постоянного тока

В этом документе используются понижающие преобразователи в качестве простого примера, демонстрирующего особенности проектирования SMPS. Однако существует как минимум пять других базовых топологий неизолированных преобразователей (повышающие, понижающие / повышающие, преобразователи Cuk, SEPIC и Zeta) и как минимум пять основных изолированных топологий преобразователей (обратноходовой, прямой, двухтактный, полумостовой и полный мост. ), которые не рассматриваются в данном примечании по применению.Каждая топология имеет уникальные свойства, которые делают ее подходящей для конкретных приложений. На рисунке 19 показаны упрощенные схемы для других неизолированных топологий SMPS.

Рисунок 19. Другие основные топологии неизолированных преобразователей постоянного тока в постоянный

Существуют и другие неизолированные топологии SMPS, которые представляют собой комбинации базовых топологий. Например, на рисунке 20 показан высокоэффективный синхронный повышающий / понижающий преобразователь с 4 переключателями на основе контроллера режима тока LTC3789. Он может работать с входными напряжениями ниже, равными или выше выходного напряжения.Например, вход может быть в диапазоне от 5 В до 36 В, а выход может быть регулируемым 12 В. Эта топология представляет собой комбинацию синхронного понижающего преобразователя и синхронного повышающего преобразователя с общей катушкой индуктивности. Когда V IN > V OUT , переключатели A и B работают как активный синхронный понижающий преобразователь, в то время как переключатель C всегда выключен, а переключатель D всегда включен. Когда V IN OUT , переключатели C и D работают как активный синхронный повышающий преобразователь, в то время как переключатель A всегда включен, а переключатель B всегда выключен.Когда V IN близко к V OUT , все четыре переключателя работают активно. В результате этот преобразователь может быть очень эффективным, с КПД до 98% для типичного приложения с выходом 12 В. [12] Контроллер LT8705 расширяет диапазон входного напряжения до 80 В. Чтобы упростить конструкцию и увеличить удельную мощность, LTM4605 / 4607/4609 дополнительно интегрирует сложный понижающий / повышающий преобразователь в простой в использовании силовой модуль высокой плотности. [13] Их можно легко использовать параллельно с распределением нагрузки для приложений с высокой мощностью.

Рис. 20. Высокоэффективный понижающий-повышающий преобразователь с 4 переключателями работает при входном напряжении ниже, равном или выше выходного напряжения

Сводка

Таким образом, линейные регуляторы просты и удобны в использовании. Поскольку их транзисторы последовательного регулирования работают в линейном режиме, эффективность питания обычно низкая, когда выходное напряжение намного ниже входного. Как правило, линейные регуляторы (или LDO) имеют низкие пульсации напряжения и быструю переходную характеристику. С другой стороны, SMPS работают с транзистором как с переключателем и поэтому обычно намного эффективнее линейных регуляторов.Однако проектирование и оптимизация SMPS более сложны и требуют больше знаний и опыта. Каждое решение имеет свои преимущества и недостатки для конкретных приложений.

использованная литература

[1] В. Ворпериан, «Упрощенный анализ преобразователей ШИМ с использованием модели переключателя ШИМ: части I и II», IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, март 1990 г., Vol. 26, №2.

[2] Р.Б. Ридли, Б. Х. Чо, Ф. К. Ли, «Анализ и интерпретация коэффициентов усиления контуров коммутационных регуляторов с многоконтурным управлением», IEEE Transactions on Power Electronics, стр. 489-498, октябрь 1988 г.

[3] Х. Чжан, «Моделирование и конструкция с компенсацией контура импульсных источников питания», Примечания по применению линейной технологии AN149, 2015.

[4] Х. Дин Венейбл, «Оптимальная конструкция усилителя обратной связи для систем управления», Технический документ Венейбл.

[5] Х. Чжан, «Проектирование источников питания за пять простых шагов с помощью LTpowerCAD Design Tool», Примечания по применению линейных технологий AN158, 2015.

[6] Инструмент проектирования LTpowerCAD на сайте www.linear.com/LTpowerCAD.

[7] Х. Чжан, «Рекомендации по компоновке печатной платы для неизолированных импульсных источников питания», Примечание по применению 136, Linear Technology Corp., 2012.

[8] Р. Доббкин, «Регулятор с малым падением напряжения может быть напрямую подключен к источнику тепла», LT Journal of Analog Innovation, октябрь 2007 г.

[9] К. Куек, «Схема источника питания и электромагнитные помехи», Примечания по применению линейной технологии AN139, 2013.

[10] М.Субраманиан, Т. Нгуен и Т. Филлипс, «Измерение тока DCR субмиллиомом с точным распределением многофазного тока для сильноточных источников питания», LT Journal, январь 2013 г.

[11] Б. Абесинга, «Быстрый и точный понижающий DC / DC-контроллер напрямую преобразует 24 В в 1,8 В при 2 МГц», LT Journal, октябрь 2011 г.

[12] Т. Бьорклунд, «Высокоэффективный четырехконтактный понижающий-повышающий контроллер обеспечивает точное ограничение выходного тока», примечания по проектированию линейной технологии 499.

[13] Дж. Сан, С. Янг и Х.Чжан, «Регулятор µModule Regulator подходит (почти) к полному решению Buck-Boost с размерами 15 мм × 15 мм × 2,8 мм для VOUT от 4,5 В-36 В до 0,8 В-34 В», LT Journal, март 2009 г.

Патент США

для непрерывно изменяемой точности и линейный плавающий резистор на основе полевых транзисторов металл-оксид-полупроводник. Патент (Патент №1,031,158 от 8 июня 2021 г.)

ПЕРЕКРЕСТНАЯ ССЫЛКА НА РОДСТВЕННЫЕ ЗАЯВКИ

Эта заявка является национальной фазой 371 США по международной заявке №PCT / IN2018 / 050760, поданная 16 ноября 2018 г., в которой испрашивается приоритет индийской патентной заявки № 201821030404, поданной 13 августа 2018 г. Полное раскрытие вышеуказанных заявок включено в настоящий документ посредством ссылки.

ТЕХНИЧЕСКАЯ ОБЛАСТЬ

Настоящее изобретение относится к электронной схеме для реализации бесступенчатого резистора, величина которого может регулироваться напряжением, током или сопротивлением, для приложений обработки аналоговых сигналов, и, в частности, к точности и линейный плавающий резистор на полевых транзисторах металл-оксид-полупроводник.

ИСТОРИЯ ВОПРОСА

Резисторы с электронным управлением находят широкое применение в обработке аналоговых сигналов. Резистор с цифровым управлением реализован в виде схемы, состоящей из нескольких резисторов и аналоговых переключателей, и используется в приложениях, требующих дискретного изменения сопротивления. В схемах с переключаемыми конденсаторами (SC) переменное сопротивление моделируется с помощью аналоговых переключателей и конденсаторов, и его значение можно контролировать с помощью тактовой частоты. Его полезность ограничена аудио- и низкочастотными приложениями и определенными схемами.Бесступенчатый резистор — это гораздо более универсальная схема для использования в умножителях, модуляторах, демодуляторах, регуляторах громкости и настраиваемых фильтрах. Его сопротивление можно контролировать с помощью напряжения, тока или сопротивления.

Наиболее распространенным типом бесступенчатого резистора является резистор, управляемый напряжением (VCR). Для линейного видеомагнитофона сопротивление не изменяется с напряжением на его выводах. Для многих приложений требуется прецизионный видеомагнитофон, для которого соотношение между управляющим напряжением и контролируемым сопротивлением не должно зависеть от температурных и технологических изменений параметров устройств, используемых для реализации резистора.В случае заземленного видеомагнитофона одна из двух его клемм подключается к заземлению цепи. В случае плавающего видеомагнитофона, ни один из его двух выводов не должен быть подключен к заземлению цепи, и, следовательно, он гораздо более универсален. Ток в линейном плавающем видеомагнитофоне пропорционален дифференциальному напряжению (разнице напряжений на двух клеммах) и не зависит от синфазного напряжения (среднего из двух напряжений на клеммах). Ток в прецизионном линейном видеомагнитофоне с плавающей запятой пропорционален дифференциальному напряжению и не зависит от синфазного напряжения и параметров устройства.

Заземленный видеомагнитофон может быть реализован путем управления сопротивлением канала переходного полевого транзистора (JFET) или полевого транзистора металл-оксид-полупроводник (MOSFET), также известного как полевой транзистор с изолированным затвором (IGFET). , изменяя напряжение затвор-исток. Такой видеомагнитофон действует как линейный резистор при малых значениях напряжения сток-исток, обычно до десятков мВ. Кроме того, контролируемое сопротивление зависит от параметров устройства. Существует несколько схем видеомагнитофона, использующих более одного JFET или MOSFET-транзистора, которые обеспечивают некоторые функции прецизионных, линейных и плавающих резисторов, но не все одновременно.

Схема, использующая согласованную пару устройств JFET для реализации заземленного резистора, в котором сопротивление компенсируется от изменений параметров устройства с помощью отрицательной обратной связи на основе операционного усилителя, была описана Кларком (Т.Л. Кларк, «Пара полевых транзисторов и Операционный усилитель линеаризует резистор, управляемый напряжением, Электроника, т. 50, стр. 111-112, 1977). Эта схема может использоваться в качестве линейного резистора только для малых напряжений. Сенани (R.Сенани, «Реализация линейного сопротивления, управляемого напряжением, в плавающей форме», Электронные письма, вып. 30, нет. 23, с. 1909-1911, 1994). Поскольку сопротивление этой схемы зависит от параметров устройства, она не может служить прецизионным видеомагнитофоном. Схема с плавающим резистором с использованием согласованной пары JFET-транзисторов, в которой линейность сопротивления увеличивается за счет добавления среднего напряжения на выводах стока и истока к управляющему напряжению, а влияние изменений параметров устройства компенсируется Петля отрицательной обратной связи на основе ОУ, как сообщают Holani et al. (Р. Холани, П.К. Панди и Н. Тивари, «Схема на основе JFET для реализации прецизионного и линейного сопротивления, управляемого напряжением», Труды 11-й ежегодной конференции Совета IEEE India (IEEE Indicon 2014), статья № 1098, 2014).

Схема заземленного резистора, использующая параллельную комбинацию согласованной пары устройств MOSFET с независимыми подложками, была описана для увеличения линейности сопротивления Moon et al. (Дж. Мун, М. Э. Заглул и Р. В. Ньюкомб, «MOS-резистор, управляемый напряжением, с большим динамическим диапазоном в режиме улучшения,» IEEE Transactions on Circuits and Systems, vol.37, нет. 10, стр. 1284-1288, 1990). В этой схеме одно устройство является диодным, подключенным для работы в области насыщения, и имеет последовательно подключенный источник смещения, а другое устройство работает в области ненасыщения с управляющим напряжением, приложенным к его затвору. Эта схема и другие схемы видеомагнитофона, использующие комбинацию устройств MOSFET, работающих в областях ненасыщения и насыщения для увеличения линейности сопротивления, не реализуют плавающее сопротивление и не устраняют зависимость сопротивления от параметров устройства. Цепи заземленных резисторов на основе полевых МОП-транзисторов с компенсацией напряжения затвора для уменьшения изменения сопротивления из-за изменения температуры были описаны Fort et al. (Дж. Форт и М. Куэнка, «Резистор с малыми вариациями», патент США № 8054156 В2, 2011 г.) и Форт (Дж. Форт, «МОП-резистор с компенсацией второго или более высокого порядка», Патент США № 8 067 975 B2, 2011). Эти схемы не исключают влияние параметров устройства, зависящих от процесса, и не увеличивают линейность резистора.

Схема с плавающим резистором, использующая два согласованных устройства с p-каналом, с их выводами истока и стока, подключенными параллельно и служащими выводами резистора D и S, была описана Banu et al. (М. Бану и Ю. Цивидис, «Резисторы с плавающим напряжением в КМОП-технологии», Электронные письма, том 18, № 15, стр. 678-679, 1982). В этой схеме выводы подложки подключены к положительному источнику питания, а выводы затвора подключены к напряжениям v G1 = v C ′ + v D и v G2 = v C ′ + v S , которые получаются из входного управляющего напряжения v C с использованием четырех согласованных n-канальных устройств. В этой схеме нет компенсации за эффект тела. Усовершенствованная схема резистора, в которой два согласованных устройства MOSFET имеют независимые подложки, управляемые v B1 = V BB + v D и v B2 = V BB + v S для компенсации боди-эффект был описан White et al. (Б. Уайт и М. Негахбан-Хаг, «Прецизионный МОП резистор», патент США № 5 345 118 A, 1994). Сингх и др. Сообщили о плавающей схеме с четырьмя согласованными n-канальными MOSFET-устройствами в режиме насыщения и четырьмя токовыми зеркалами.(С. П. Сингх, Дж. В. Хэнсон и Дж. Влах, «Новый плавающий резистор для технологии CMOS», IEEE Transactions on Circuits and Systems, vol. 36, no. 9, pp. 1217-1220, 1989). В этой схеме линейность зависит от согласования токовых зеркал, диапазон изменения управляющего напряжения узок, и нет компенсации за эффект тела и изменения параметров устройства. Схема для увеличения рабочего сопротивления и диапазона напряжений заземленного резистора на основе MOSFET с использованием операционного усилителя с биполярным переходным транзистором в качестве усилителя выходного тока в режиме повторителя напряжения и аттенюатора, образованного двумя резисторами, была описана следующим образом: Bret et al.(Дж. Брет, «Схема с сопротивлением, управляемым напряжением», патент США № 5300834 A, 1994). Использование биполярного переходного транзистора ограничивает использование этой схемы униполярными сигналами. Кроме того, нет компенсации за вариации параметров устройства.

Схема заземленного резистора на основе полевого МОП-транзистора, в которой управляющее напряжение прикладывается к затвору, а входное напряжение с зависящим от процесса масштабным коэффициентом добавляется к смещению подложки для линеаризации сопротивления.(У. Р. Паттерсон и Ф. С. Шоукар, «Подавление гармоник в топологиях несимметричных аналоговых МОП-транзисторов с использованием сигналов тела», Электронные письма, том 25, № 25, стр. 1737-1739, 1989). Схема с плавающим резистором, использующая полевой МОП-транзистор с затвором и корпусом, имеющим по два вывода, один около истока, а другой около стока, была описана Цивидисом (Y. Tsividis, «Линейный резистивный элемент, управляемый напряжением», патент США № 5,293,058 A, 1994). В этой схеме напряжения истока и стока добавляются к управляющему напряжению для возбуждения соответствующих концов затвора, и они аналогичным образом добавляются к смещению подложки для возбуждения соответствующих концов подложки, что приводит к постоянному затворному каналу и корпусу. напряжения канала по длине канала для увеличения линейности сопротивления.В этой схеме нет компенсации изменения параметров устройства.

Схема заземленного резистора с операционным усилителем, двумя источниками тока и согласованными полевыми МОП-транзисторами для реализации прецизионного резистивного зеркала с ведомыми резисторами, отслеживающими ведущий резистор, была описана Liu et al. (J. Liu, K. Hwang, C. Chuang и C. Fan, «Схема резистивного зеркала», патент США № 6747508 B2, 2004 г.). Эта схема подходит для небольших униполярных напряжений. Другая схема с аналогичными характеристиками и ограничениями была описана Фидлером (А.С. Фидлер, «Резисторное зеркало», Патент США. No. 6,788,100 B2, 2004 г.). Схема с плавающим резистором на основе полевого МОП-транзистора с напряжением затвора, генерируемым путем измерения напряжений на выводах истока и стока и с использованием схем с транслинейным режимом тока, была описана Wee et al. (К. Х. Ви и Р. Сарпешкар, «Электронно настраиваемый линейный или нелинейный МОП-резистор», IEEE Transactions on Circuits and Systems, vol. 55, no. 9, pp. 2573-2583, 2008). Эту схему можно использовать для реализации заданной ВАХ, но сопротивление зависит от параметров устройства.

Схема, состоящая из нескольких ячеек с плавающим затвором, каждая из которых образована полевым МОП-транзистором с плавающим затвором с конденсатором смещения, подключенным между затвором и истоком, и контроллером с переключателями для поддержания постоянного заряда смещающего конденсатора, соответствующего управляющему напряжению. был описан Мариани (G. Mariani, «Высокая линейность, маломощный резистор, управляемый напряжением», патент США № 6,504,416 B1, 2003 г.). В этой схеме не предусмотрена компенсация эффекта тела и колебаний параметров устройства.Это полезно только для однополярных напряжений, поскольку выводы истока и стока не взаимозаменяемы. О схеме с плавающим резистором, использующей емкостную связь и свойства накопления заряда полевого МОП-транзистора с плавающим затвором, сообщили Озалевли и др. (Э. Озалевли и П. Э. Хаслер, «Настраиваемый высоколинейный КМОП-резистор с плавающим затвором с использованием метода синфазной линеаризации», IEEE Transactions on Circuits and Systems, vol. 55, no. 4, pp. 999-1010, 2008). Эта схема не обеспечивает компенсацию вариаций параметров устройства.Схема резистора, использующая согласованную пару полевых МОП-транзисторов с p-каналом, источник опорного тока и схему обратной связи на основе операционного усилителя для генерации напряжений затвора, была описана Ито (K. Ito, «Resistor circuit,», US Pat. № 7,659,765 В2, 2010 г.). В этой схеме одно из устройств служит эталонным резистором, а другое — переменным резистором. Опорный ток проходит через первое устройство (опорный резистор), и его напряжение на затворе регулируется таким образом, чтобы его напряжение исток-сток было равно опорному напряжению.Половина опорного напряжения вычитается из управляющего напряжения затвора первого устройства для генерации управляющего напряжения затвора второго устройства (переменного резистора). Использование контура обратной связи компенсирует изменения параметров устройства, но переменный резистор можно использовать в качестве линейного плавающего резистора только для малых напряжений.

Схемы видеомагнитофонов на основе JFET-транзисторов не подходят для использования в микросхемах интегральных схем (ИС) из-за перехода от биполярной технологии к КМОП-технологии при проектировании и изготовлении ИС.В широко используемых КМОП-процессах устройства режима обеднения обычно недоступны, и поэтому схемы, основанные на устройствах режима улучшения, предпочтительны для использования в ИС. Таким образом, существует потребность в схеме, использующей полевые МОП-транзисторы с расширенным режимом для обеспечения плавно регулируемой точности и линейного плавающего резистора для использования в качестве схемы для приложений обработки аналоговых и смешанных сигналов. Полезность такой схемы может быть дополнительно расширена за счет обеспечения управления посредством комбинации напряжения, тока или сопротивления.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Раскрыта схема для реализации прецизионного и линейного плавающего резистора с использованием полевых МОП-транзисторов, значение которых может непрерывно контролироваться напряжением, током или сопротивлением для использования в приложениях обработки аналоговых сигналов.

Линейный плавающий резистор, управляемый напряжением (LFVCR), реализован с использованием полевого МОП-транзистора со средством управления затвором и средством возбуждения подложки для обеспечения обратной связи синфазного напряжения (среднего значений напряжений на выводах истока и стока) на затвор. и выводы подложки соответственно.Напряжение затвора получается добавлением синфазного напряжения к управляющему напряжению, а напряжение подложки получается добавлением синфазного напряжения к напряжению смещения. В варианте осуществления схема непрерывно регулируемого прецизионного и линейного плавающего резистора, содержащая две такие схемы LFVCR с первой схемой LFVCR и второй схемой LFVCR, реализована с использованием согласованных устройств MOSFET с независимыми подложками. Первая схема LFVCR используется для реализации резистора с сопротивлением, управляемым источниками напряжения, и помещается в цепь отрицательной обратной связи операционного усилителя, так что выход операционного усилителя обеспечивает управляющее напряжение и компенсирует сопротивление схемы относительно параметра устройства. вариации, в результате чего получается прецизионный резистор.Управляющее напряжение и напряжение смещения второй цепи LFVCR такие же, как соответствующие напряжения первой цепи LFVCR. Вторая схема LFVCR реализует плавающий резистор, который отслеживает сопротивление первой схемы LFVCR, что приводит к плавно регулируемой точности и линейному плавающему резистору. Также дается реализация предпочтительного варианта осуществления с использованием операционных усилителей и резисторов. В вариантах схемы сопротивление регулируется комбинацией переменного напряжения, тока и резистора.В другом варианте реализации дополнительные схемы LFVCR используются для реализации резистивного зеркала с несколькими плавающими резисторами с общим набором элементов управления.

В другом варианте раскрыта схема для улучшения линейности сопротивления. В схеме используется первая пара схем LFVCR, реализованная с использованием n-канальных MOSFET-транзисторов, вторая пара схем LFVCR, реализованная с использованием p-канальных MOSFET-транзисторов, два операционных усилителя и дополнительный набор элементов управления и напряжений смещения. Используются схемы LFVCR, аналогичные первому варианту осуществления, которые могут быть реализованы с использованием операционных усилителей и резисторов.

Раскрываются дополнительные варианты реализации резистора с увеличенным сопротивлением и расширенным диапазоном напряжений, а также для реализации резистора с уменьшенным сопротивлением и расширенным диапазоном тока.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Подробное описание приводится со ссылкой на прилагаемые фигуры.

РИС. 1 изображена схема видеомагнитофона с плавающей точкой, использующая один n-канальный полевой МОП-транзистор.

РИС. 2 показан график сопротивления n-канального MOSFET, используемого в качестве видеомагнитофона, при различных типах напряжений затвора и подложки.

РИС. 3 иллюстрирует схему линейного плавающего видеомагнитофона (LFVCR), использующего один n-канальный полевой МОП-транзистор.

РИС. 4 иллюстрирует схему для реализации прецизионной и линейной схемы с плавающим резистором с использованием согласованной пары n-канальных полевых МОП-транзисторов с сопротивлением, управляемым комбинацией трех напряжений и сопротивления, в соответствии с предпочтительным вариантом осуществления настоящего раскрытия.

РИС. 5 — схема прецизионного линейного плавающего резистора по фиг.4 с приводами затвора и подложки, реализованными с использованием резисторов и операционных усилителей, в соответствии с настоящим раскрытием.

РИС. 6 иллюстрирует схему прецизионной и линейной цепи плавающего резистора с сопротивлением, управляемым комбинацией двух напряжений и тока, в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего раскрытия.

РИС. Фиг.7 иллюстрирует схему резисторной зеркальной схемы, имеющей два переменных резистора с независимыми выводами, в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего раскрытия.

РИС. 8 иллюстрирует схему резисторной схемы с использованием согласованной пары n-канальных MOSFET-транзисторов и согласованной пары p-канальных MOSFET-устройств в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего раскрытия.

РИС. 9 иллюстрирует схему схемы для реализации прецизионного линейного плавающего резистора с увеличенным сопротивлением и расширенным диапазоном напряжений в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего раскрытия.

РИС. 10 иллюстрирует схему схемы для реализации прецизионного линейного плавающего резистора с уменьшенным сопротивлением и расширенным диапазоном тока в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего раскрытия.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

МОП-транзистор имеет четыре вывода: исток, сток, затвор и подложку (также известную как корпус или объем). Он используется в качестве видеомагнитофона с сопротивлением канала между выводами истока и стока, управляемым напряжением на выводе затвора, с выводом подложки, подключенным к напряжению для поддержания обратного смещения на переходе между подложкой и каналом. Клеммы истока и стока взаимозаменяемы. Для n-канального MOSFET вывод с более высоким потенциалом является стоком, а другой — истоком.Для видеомагнитофона полевой МОП-транзистор работает в ненасыщенной области, которая также известна как триод или линейная область. Для области ненасыщения напряжение затворного канала должно быть выше порогового напряжения на истоке, а также на концах стока канала.

Для линейного плавающего видеомагнитофона ток должен быть пропорционален дифференциальному напряжению на выводах резистора и не должен зависеть от синфазного напряжения. Для прецизионного видеомагнитофона сопротивление должно быть детерминированно связано с управляющим напряжением и не должно зависеть от температурных и технологических параметров устройства.

РИС. 1 иллюстрирует схему видеомагнитофона, содержащую единственный n-канальный МОП-транзистор с расширенным режимом работы. Схема состоит из полевого МОП-транзистора ( 11 ), двух выводов резистора ( 12 , 13 ), источника управляющего напряжения ( 14 ), источника напряжения смещения ( 15 ) и вывода заземления ( 16 ). MOSFET 11 (M1) имеет два взаимозаменяемых вывода исток-сток ( 111 , 112 ), вывод затвора ( 113 ) и вывод подложки ( 114 ).Сменные выводы исток-сток , 111, и , 112, полевого МОП-транзистора M1 подключены как выводы резистора 12 и 13 соответственно. Вывод затвора , 113, подключен к источнику управляющего напряжения 14, (v C ), а вывод подложки , 114, подключен к источнику напряжения смещения 15, (V BB ). Клеммы резистора 12 и 13 обозначены как X и Y соответственно.Выводы затвора и подложки полевого МОП-транзистора M1 обозначены буквами G и B соответственно. Напряжения на клеммах X, Y, G и B относительно клеммы заземления равны v X , v Y , V G и v B соответственно. В этой схеме v G = v C и v B = V BB . Напряжение v B прикладывается для поддержания обратного смещения соединения подложка-канал полевого МОП-транзистора M1 для соответствующих значений напряжений v X и v Y .Токи, протекающие через клеммы X и Y, обозначены как i X и i Y соответственно. Во время нормальной работы схемы i Y = −i X , и ток не течет на выводы затвора и подложки. Схема также может быть реализована с использованием режима улучшения p-канала, режима обеднения n-канала или MOSFET режима истощения p-канала, с соответствующим образом примененными V BB и v C .

Работа схемы по фиг.1 анализируется с использованием модели устройства, основанной на симметрии полевого МОП-транзистора между выводами истока и стока (Х. Валлинга и К. Булт, «Проектирование и анализ схем обработки аналоговых сигналов КМОП с помощью графической модели MOST», IEEE Journal of Solid State Circuits, 24 (3), pp 672-680, 1989; M. Ismail и T. Fiez, Analog VLSI Signal and Information Processing, McGraw-Hill, 1994, pp 16-20). Для работы полевого МОП-транзистора в области ненасыщения и сильной инверсии канала ток i X задается как разница двух квадратичных выражений следующим образом:
i X = [ k / ( 2α)] [( v G −v B −V T0 −α ( v Y −v B )) 2 — ( v G −v B −V T0 −α ( v X −v B )) 2 ] (1)
где k — устройство- зависимый параметр (k = μC ox W / L, μ = подвижность несущей, W = ширина канала, L = длина канала, C ox = емкость затворного канала на единицу площади), V T0 — пороговое напряжение без учета эффекта тела, а α — параметр, зависящий от процесса (обычно 1.05-1.35), представляющий эффект тела как изменение порогового напряжения из-за смещения подложки.

Для работы полевого МОП-транзистора в области ненасыщения напряжение затворного канала должно быть выше порогового значения как на истоке, так и на стоках, что может быть записано в виде следующих двух условий:
v G −v X ≥V T0 + (α − 1) ( v X −v B ) (2)
v G −v Y ≥V T0 + (α − 1) ( v Y −v B ) (3)
Второй член в правой части двух приведенных выше соотношений представляет сдвиг в пороге из-за напряжения канал-подложка на двух концах канала.Выражение для текущего i X , приведенное в уравнении 1, можно переписать как
i X = k [ v G −v B −V T0 −α (( v X + v Y ) / 2− v B )] ( v X −v Y ) (4)
Сопротивление между клеммами X и Y задается как
R XY = ( v X −v Y ) / i X (5)
Его можно задать, используя уравнение 4, как
R XY = [ k ( v G −v B −V T0 −α (( v X + v Y ) / 2- v B )] −1 (6)
Таким образом, схема служит плавающим видеомагнитофоном, а сопротивление может управляться изменением напряжения затвора v G .Поскольку сопротивление также зависит от синфазного напряжения (v X + v Y ) / 2, схема не служит линейным резистором. Он также не может служить прецизионным резистором, поскольку сопротивление зависит от температурных и технологических параметров (k, V T0 , α) устройства.

Выражение для текущего i X в уравнении 4 можно переписать как
i X = k [ v G — ( v X + v Y ) / 2− V T0 + (α − 1) ( v B — ( v X + v Y ) / 2)] ( v X −v Y ) (7)
Зависимость i X от синфазного напряжения может быть устранена путем получения напряжения затвора v G и напряжения подложки v B из управляющего напряжения. v C и напряжение смещения V BB следующим образом:
v G = v C + ( v X + v Y ) / 2 (8 )
v B = V BB + ( v X + v Y ) / 2 (9)
Эти напряжения соответствуют обеспечению обратной связи общего напряжения на взаимозаменяемых выводах исток-сток полевого МОП-транзистора на его выводы затвора и подложки.При этих напряжениях i X , как указано в уравнении 7, можно выразить как
i X = k ( v C −V T0 + (α − 1) V BB ) ( v X −v Y ) (10)
Используя уравнения 5 и 10, сопротивление R XY может быть задано как
R XY = [ k ( v C −V T0 + (α − 1) V BB )] −1 (11)

Приведенное выше уравнение показывает, что сложение общих- напряжение режима к управляющему напряжению v C и к напряжению смещения V BB , чтобы получить напряжение затвора v G и напряжение подложки v B , соответственно, приводит к линейному плавающему резистору, и сопротивление может быть контролируется v C .Однако сопротивление зависит от параметров устройства и, следовательно, это не прецизионный резистор.

Условия для ненасыщенной области работы, как указано в уравнениях 2 и 3, с использованием выражений для V G и V B , как указано в уравнениях 8 и 9, могут быть объединены для получения предела дифференциального напряжения. как
| v X −v Y | ≤ (2 / α) [ v C — ( V T0 — (α − 1) V BB )] ( 12)
Для поддержания обратного смещения на стыке подложка-канал мы должны иметь v X ≥v B и v Y ≥v B , что можно записать как следующие два условия:
v X ≥V BB + ( v X + v Y ) / 2 (13)
v Y ≥V BB + ( v X + v Y ) / 2 (14)
, которое можно переписать как v X −v Y ≥2V BB и v Y −v X ≥2V BB .Для n-канального MOSFET V BB отрицателен. Следовательно, предел дифференциального напряжения можно выразить как
| v X −v Y | ≤ −2 V BB (15)
Пределы, заданные уравнениями 12 и 15, могут быть объединены для получения предела дифференциального напряжения как
| v X −v Y | v C — ( V T0 — (α − 1) V BB )) , −2 V BB ] (16)
Нет никаких ограничений на синфазное напряжение, кроме ограничения на выход сумматоров, используемых для получения v G и v B .

Можно отметить, что сопротивление канала полевого МОП-транзистора с напряжениями затвора и подложки, полученное в уравнениях 8 и 9, может демонстрировать некоторую нелинейность из-за асимметрии в канале исток-сток, эффекта модуляции длины канала (не учитываемого в модель, использованная для анализа), и отклонение от предположения о сильной инверсии канала.

РИС. 2 показан график сопротивления n-канального MOSFET, используемого в качестве видеомагнитофона, при различных типах напряжений затвора и подложки.Значения на графике являются результатами измерений с использованием устройства на микросхеме ALD1106, имеющего четыре n-канальных устройства. На этом рисунке сопротивление показано как функция дифференциального напряжения и для набора синфазных напряжений и управляющих напряжений, где v Y = 0. Измерения проводились с использованием постоянного напряжения как v C и v X , и эти напряжения обозначены как V C и V X соответственно. Графики показаны для трех условий: (a) v G = V C , v B = V BB (напряжения затвора и подложки без добавления синфазного напряжения), (b) v G = V C + (V X + V Y ) / 2, v B = V BB (добавление синфазного напряжения только для напряжения затвора) и (c) v G = V C + (V X + V Y ) / 2, v B = V BB + (V X + V Y ) / 2 (добавление синфазное напряжение для напряжений затвора и подложки).Графики показывают, что сопротивление R XY сильно варьируется при условии «а» с приложенными напряжениями затвора и подложки без добавления синфазного напряжения. Это изменение уменьшается при условии «b» с напряжением затвора, полученным путем добавления синфазного напряжения. При условии «c» с добавлением синфазного напряжения как для напряжения затвора, так и для напряжения подложки, сопротивление остается постоянным для обеих полярностей дифференциального напряжения и не зависит от синфазного напряжения.Можно отметить, что стабильность сопротивления улучшается с увеличением управляющего напряжения, указывая на то, что линеаризация сопротивления канала улучшается при сильной инверсии.

Теоретический анализ и практическая проверка, представленные выше, показывают, что добавление синфазного напряжения к управляющему напряжению для получения напряжения затвора и добавление синфазного напряжения к напряжению смещения для получения напряжения подложки можно использовать для реализация схемы линейного плавающего видеомагнитофона (LFVCR).ИНЖИР. 3 показана схема такой схемы, использующей n-канальный МОП-транзистор в режиме улучшения. Схема включает схему LFVCR ( 31 ), источник напряжения ( 34 ), средство напряжения смещения ( 35 ), клемму заземления ( 36 ) и две клеммы напряжения питания ( 37 , 38 ). Схема LFVCR 31 содержит n-канальный MOSFET ( 311 ), средство управления затвором (312 ), средство привода подложки ( 313 ), вывод управления (314 ), вывод смещения ( 315 ) и две клеммы резистора ( 32 , 33 ), клемма с более высоким напряжением питания 37 обозначена как VDD, а клемма с более низким напряжением питания 38 обозначена как VSS.Одна из двух клемм напряжения питания может совпадать с клеммой заземления. Средство возбуждения затвора , 312, , средство возбуждения подложки, , 313, и средство напряжения смещения, , 35, , питаются от заземления, клемм VDD и VSS. Источник напряжения 34 обеспечивает управляющее напряжение v C , а источник напряжения 34 подключен к управляющей клемме 314 LFVCR 31 . Выход средства напряжения смещения 35 обеспечивает напряжение смещения V BB и подключается к выводу смещения 315 LFVCR 31 .Клеммы резистора 32 и 33 обозначены как X и Y соответственно. Напряжения на клеммах X и Y относительно клеммы заземления равны v X и v Y соответственно. Привод затвора означает, что 312 (G-Drive) имеет три входных терминала ( 3121 , 3122 , 3123 ) и выходной терминал ( 3124 ) с входными терминалами 3121 , 3122 , и 3123 подключены к клеммам 32 , 33 и 314 соответственно, а выходная клемма 3124 подключена к затвору полевого МОП-транзистора 311 (M1).Устройство привода подложки 313 (B-Drive) имеет три входных терминала ( 3131 , 3132 , 3133 ) и выходной терминал ( 3134 ) с входными терминалами 3131 , 3132 , и 3133 подключены к клеммам 32 , 33 и 315 соответственно, а выходная клемма 3134 подключена к подложке полевого МОП-транзистора 311 .

В схеме на фиг.3, средство G-Drive принимает входы v X , v Y и v C , добавляет синфазное напряжение (среднее из напряжений на клеммах v X и v Y ) к управляющее напряжение v C в соответствии с уравнением 8, и выводит напряжение затвора v G = v C + (v X + v Y ) / 2. Средство B-Drive принимает входные данные v X , v Y и V BB , добавляет синфазное напряжение к напряжению смещения V BB в соответствии с уравнением 9 и выводит напряжение подложки v B = V BB + (v X + v Y ) / 2.Средства G-drive, B-Drive и напряжения смещения могут быть реализованы с использованием резисторов и операционных усилителей или полевых МОП-транзисторов как части микросхемы IC. Сопротивление цепи LFVCR определяется уравнением 11, а пределы дифференциального напряжения определяются уравнением 16. Сопротивление этой цепи зависит от параметров устройства и, следовательно, это не прецизионный резистор. Схема, аналогичная показанной на фиг. 3, может быть реализован с использованием полевого МОП-транзистора с p-каналом, с соответствующими изменениями в подложке и управляющих напряжениях.

Чтобы реализовать прецизионный и линейный видеомагнитофон с плавающей запятой, управляющее напряжение для схемы LFVCR, как показано на фиг. 3 должны компенсировать разброс параметров устройства. В настоящем раскрытии это достигается за счет использования двух схем LFVCR с общим управляющим напряжением и использования полевых МОП-транзисторов, имеющих одинаковые параметры устройства и независимые подложки. Первая схема LFVCR используется как часть контура отрицательной обратной связи, сформированного с использованием операционного усилителя, с выходом операционного усилителя, генерирующим управляющее напряжение для поддержания сопротивления на эталонном значении путем компенсации изменения параметров устройства.Вторая схема LFVCR используется для реализации плавающего резистора. Два полевых МОП-транзистора с одинаковыми параметрами известны как согласованная пара и предпочтительно изготавливаются с одинаковыми размерами на одной микросхеме, чтобы температурные и технологические вариации параметров были одинаковыми для двух устройств. Стандартный процесс CMOS может быть использован для изготовления ИС, имеющих p-канальные устройства с независимыми подложками. Процесс КМОП с тремя лунками может использоваться для изготовления ИС, имеющих либо n-канальные, либо p-канальные устройства с независимыми подложками.

Ссылаясь на фиг. 4 проиллюстрирована схема схемы для реализации прецизионного линейного плавающего резистора в соответствии с предпочтительным вариантом осуществления настоящего раскрытия. Схема содержит первую схему LFVCR ( 41 ), вторую схему LFVCR ( 42 ), средство напряжения смещения ( 45 ), операционный усилитель ( 401 ), три источника напряжения ( 402 , 403 , 404 ), резистор ( 405 ), клемма заземления ( 46 ) и две клеммы напряжения питания ( 47 , 48 ).Цепи LFVCR , 41, и , 42, относятся к тому же типу, что и схема LFVCR 31 на фиг. 3. Первая схема LFVCR 41 (LFVCR-1) содержит полевой МОП-транзистор ( 411 ), средство управления затвором ( 412 ), средство привода подложки ( 413 ), клемму управления (414 ). ), клемму смещения (415 ) и две клеммы резистора (416 , 417 ). Вторая схема LFVCR 42 (LFVCR-2) содержит полевой МОП-транзистор ( 421 ), средство управления затвором ( 422 ), средство привода подложки ( 423 ), клемму управления ( 424 ), клемму смещения ( 425 ) и две клеммы резистора ( 426 , 427 ).Прецизионный и линейный плавающий резистор реализован на выводах резистора 426 (X2) и 427 (Y2) схемы LFVCR 42 . Операционный усилитель 401 (A1) имеет неинвертирующую входную клемму ( 4011 ), инвертирующую входную клемму ( 4012 ), выходную клемму ( 4013 ) и две клеммы питания. Первый источник напряжения 402 (v S2 ) подключен к клемме сопротивления 416 (X1) цепи LFVCR 41 .Второй источник напряжения 403 (v S2 ) подключен последовательно с резистором 405 (R1) к выводу резистора 417 (Y1) схемы LFVCR 41 и к инвертирующему входному выводу 4012 ОУ 401 . Третий источник напряжения 404 (v S3 ) подключен к неинвертирующей входной клемме 4011 операционного усилителя 401 . Выходная клемма 4013 операционного усилителя 401 подключена к клемме управления 414 схемы LFVCR 41 , а также к клемме управления 424 схемы LFVCR 42 для обеспечения управления напряжение (v C ) для обеих цепей LFVCR.Выходная клемма 451 средства напряжения смещения 45 подключена к клемме смещения 415 схемы LFVCR 41 и к клемме смещения 425 схемы LFVCR 42 для обеспечения смещения напряжение (В BB ) для обеих цепей LFVCR. Два полевых МОП-транзистора 411 (M1) и 421 (M2) представляют собой согласованную пару устройств с независимыми подложками и работают в ненасыщенной области с помощью средства управления затвором 412 (G-Drive 1) и 422 (G-Drive 2) и средство привода носителей 413 (B-Drive 1) и 423 (B-Drive 2).Две схемы LFVCR 41 и 42 , средство напряжения смещения 45 и операционный усилитель 401 питаются через соединения с клеммой заземления 46 , клеммой с более высоким напряжением питания 47 (VDD) , и клемма нижнего напряжения питания 48 (VSS). Одна из двух клемм напряжения питания может совпадать с клеммой заземления. Подключения источника питания на схеме не показаны.

В схеме на фиг.4, схема LFVCR-1 включена в контур обратной связи операционного усилителя A1. Чтобы эта обратная связь была отрицательной, напряжение на выходе операционного усилителя A1 и напряжение на его инвертирующей входной клемме должны совпадать по фазе. Это условие требует, чтобы клемма истока-стока полевого МОП-транзистора M1, подключенного к инвертирующей входной клемме операционного усилителя A1, была клеммой истока. Это условие выполняется путем подачи управляющих напряжений, таких, что v S1 > v S3 > v S2 .

Поскольку напряжение v S1 подключено к клемме X1, v X1 = v S1 . Напряжения на двух входных клеммах операционного усилителя A1 равны из-за петли отрицательной обратной связи, в результате чего v Y1 = v S3 . Для полевого МОП-транзистора M1 напряжение затвора v G1 и напряжение подложки v B1 генерируются G-Drive 1 и B-Drive 1 соответственно, как показано ниже:
v G1 = v C + ( v S1 + v S3 ) / 2 (17)
v B1 = V BB + ( v S1 + v S3 ) / 2 (18)
Для полевого МОП-транзистора M2 напряжение затвора v G2 и напряжение подложки v B2 генерируются G-Drive 2 и B-Drive 2, соответственно, следующим образом:
v G2 = v C + ( v X2 + v Y2 ) / 2 (19)
v B2 = V BB + ( v X2 + v Y2 ) / 2 (19)
Ток i Y1 через устройство M1 задается как
i Y1 = ( v S2 −v S3 ) / R 1 (21)
Следовательно, сопротивление канала MOSFET M1, которое является сопротивлением, возникающим на клеммы X1 и Y1 задаются как
R X1Y1 = ( v S1 −v S3 ) / (- i Y1 ) (22)
Из уравнений 21 и 22 получаем
R X1Y1 = [( v S1 −v S3 ) / ( v S3 −v S2 )] R 1 (23)
Это сопротивление не зависит от параметров устройства MOSFET M1.

В схеме на фиг. 4, две схемы LFVCR обеспечиваются одним и тем же управляющим напряжением v C с выхода операционного усилителя A1 и одинаковым напряжением смещения V BB с выхода схемы смещения напряжения. Пусть параметры MOSFET M1, используемого для LFVCR-1, равны k 1 , V TO1 и α, а параметры MOSFET M2, используемого для LFVCR-2, равны k 2 , V T02 и α. Сопротивление канала полевого МОП-транзистора M1 с точки зрения параметров его устройства определяется в соответствии с уравнением 11 как
R X1Y1 = [ k 1 ( v C −V TO1 + (α − 1) V BB )] −1 (24)
Аналогично, сопротивление канала полевого МОП-транзистора M2 с точки зрения его параметров устройства задается в соответствии с уравнением 11 как
R X2Y2 = [ k 2 ( v C −V T02 + (α − 1) V BB )] −1 (25)
Используя уравнения 24 и 25, мы можем записать
R X2Y2 / R X1Y1 = [ k 1 ( v C −V TO1 + (α − 1 ) V BB )] [ k 2 ( v C −V T02 900 20 + (α − 1) V BB )] −1 (26)
Для согласованной пары полевых МОП-транзисторов k 2 = k 1 и V T02 = V TO1 и у нас есть
R X2Y2 = R X1Y1 (27)
Сопротивление R X2Y2 на клеммах X2 и Y2 соответствует сопротивлению R X1Y1 , как определено уравнением 23.Следовательно, сопротивление R X2Y2 задается как
R X2Y2 = [( v S1 −v S3 ) / ( v S3 −v S2 )] R 1 (28)
Видно, что сопротивление зависит только от напряжений v S1 , v S2 и v S3 и сопротивления R 1 . Он не зависит от дифференциального и синфазного напряжений, а также от параметров устройства.Таким образом, предпочтительный вариант схемы, показанной на фиг. 4 реализует прецизионный линейный плавающий резистор, величина которого может регулироваться комбинацией трех напряжений и сопротивления.

Точность сопротивления R X2Y2 в схеме на фиг. 4 может быть затронуто несоответствие параметров полевых МОП-транзисторов M1 и M2. Мы ожидаем, что для устройств на одной микросхеме параметры, связанные с температурой и процессом, будут согласованы. Однако некоторые несоответствия могут возникать из-за различий, связанных с местоположением, и допусков, связанных с размерами.Если рассматривать параметры полевого МОП-транзистора M1 в качестве эталона, рассогласование параметров определяется как V T02 = V TO1 + ΔV T и k 2 = k 1 (1 + δ). Пусть относительная погрешность сопротивления R X2Y2 по отношению к сопротивлению R X1Y1 выражается как R X2Y2 = R X1Y1 (1 + ε). С этими членами уравнение 26 можно переписать следующим образом:
1 + ε = (1 + δ) −1 [ v C −V TO1 + (α − 1) V BB −ΔV T ] −1 [ v C −V TO1 + (α − 1) V BB ] (29)
Вышеуказанное уравнение можно упростить, игнорируя члены второй степени, следующим образом:
ε = −δ + Δ V T / [ v C −V TO1 + (α − 1) V BB ] (30)
Максимальная относительная погрешность задается как
| ε | ≈ | δ | + | Δ V T | / [ v C −V TO1 + (α − 1) V BB ] (31)
Вышеприведенное уравнение показывает, что максимальная относительная ошибка увеличивается по мере уменьшения v C , т.е.е. точность ухудшается при достижении более высокого значения сопротивления. Измерение параметров устройства на наборе из 5 четырехканальных ИС MOSFET ALD1106 показало средние значения k = 0,66 мА / В 2 , | δ | = 0,018, В TO = 0,56 В и | ΔV. T | = 0,015 В. Эти значения при v C = 5 В соответствуют максимальной относительной погрешности в R X2Y2 примерно в 2%.

Для реализации прецизионного и линейного видеомагнитофона с плавающей запятой напряжение v S3 можно установить равным нулю, подключив неинвертирующий вход операционного усилителя A1 к земле.Сопротивление цепи в этих условиях составляет R X2Y2 = [v S1 / (- v S2 )] R 1 . При постоянном R 1 результирующее сопротивление пропорционально v S1 и обратно пропорционально −v S2 . В качестве альтернативы, сопротивление R X2Y2 можно регулировать, изменяя сопротивление R 1 .

Схема прецизионного линейного плавающего резистора, показанного на фиг. 4, может быть реализован с использованием резисторов и операционных усилителей для операции сложения в средстве возбуждения затвора и средстве возбуждения подложки.ИНЖИР. 5 иллюстрирует одну из таких реализаций в соответствии с настоящим раскрытием. Схема на фиг. 5 содержит клемму заземления ( 46 ), две клеммы напряжения питания ( 47 , 48 ), два полевых МОП-транзистора ( 411 , 421 ), 10 операционных усилителей ( 401 , 510 , 515 , 516 , 517 , 518 , 520 , 530 , 540 , 550 , 23 резисторы ( 405 905 5 521 , 522 , 523 , 524 , 525 , 531 , 532 , 533 , 534 , 535 , 541 9055 , 544 , 545 , 551 , 552 , 553 , 554 , 555 ) и три источника напряжения ( 402 , 403 ,

404.Средство напряжения смещения 45 на фиг. 4 реализован с использованием ОУ 510 (A10) и резисторов 511 (R11) и 512 (R12). Резистор 511 подключен между клеммой нижнего напряжения питания 48 (VSS) и неинвертирующим входом операционного усилителя 510 . Резистор 512 подключен между клеммой 47 с более высоким напряжением питания (VDD) и неинвертирующим входом операционного усилителя 510 .Инвертирующий вход операционного усилителя 510 подключен к его выходу, обеспечивая напряжение V BB на выводе 451 . Операционные усилители , 515, и 516, (A15 и A16) используются в качестве буферов единичного усиления путем подключения их неинвертирующих входов к клеммам резистора , 426, и , 427, , соответственно, и подключения их инвертирующих входных клемм к соответствующим выходам. клеммы, буферизирующие напряжения v X2 и v Y2 соответственно.Точно так же операционные усилители 517 и 518 (A17 и A18) используются в качестве буферов единичного усиления для обеспечения буферизованных напряжений v S1 и v S3 соответственно.

В схеме на фиг. 5, средство управления затвором 412 для полевого МОП-транзистора 411 содержит операционный усилитель 540 (A40) и резисторы 541 (R41), 542 (R42), 543 (R43), 544 (R44) и 545 (R45), а средство привода подложки 413 для этого полевого МОП-транзистора состоит из операционного усилителя 550 (A50) и резисторов 551 (R51), 552 (R52) , 553 (R53), 554 (R54) и 555 (R55).Средство управления затвором 422 для полевого МОП-транзистора 421 состоит из ОУ 530 (A30) и резисторов 531 (R31), 532 (R32), 533 (R33), 534 (R34) и 535 (R35), а средство привода подложки 423 для этого полевого МОП-транзистора состоит из операционного усилителя 520 (A20) и резисторов 521 (R21), 522 (R22), 523 (R23), 524 (R24) и 525 (R25).

В схеме на фиг. 5, средства управления затвором и подложкой для полевого МОП-транзистора M1 обеспечивают выходы в соответствии с уравнениями 17 и 18, а средства для полевого МОП-транзистора M2 обеспечивают выходы в соответствии с уравнениями 19 и 20. Выходной сигнал v B2 операционного усилителя A20 задается как
v B2 = (1+ R 22 / R 21 ) [ V BB ( R 24 ∥R 25 ) / ( R 23 + R 24 ∥R 25 ) + v X ( R 23 ∥R 25 ) / ( R 24 + R 23 ∥R 25 ) + v Y ( R 23 ∥R 24 ) / ( R 25 + R 23 ∥R 24 )] (32)
Чтобы получить соотношение в уравнении 32 Как и в уравнении 20, значения резистора выбираются следующим образом:
R 21 = R 22 , R 24 = R 25 = 2 R 23
Аналогично, значения резисторов для средства управления затвором для полевого МОП-транзистора M2, а также для средства управления затвором и средства возбуждения подложки для устройства M1 выбираются следующим образом:
R 31 = R 32 , R 34 = R 35 = 2 R 33
R 41 = R 42 , R 44 = R 45 = 2 R 43
R 51 = R 52 , R 54 = R 55 = 2 R 53
номиналы резисторов R11 и R12 а re выбран для обеспечения желаемого напряжения V BB на выходе средства напряжения смещения как
V BB = V DD [ R 11 / ( R 11 + R 12 )] + V SS [ R 12 / ( R 11 + R 12 )] (33)
Это напряжение ограничено V DD и V SS .Чтобы максимизировать размах дифференциального напряжения, заданный уравнением 16, V BB должно быть настолько низким, насколько это возможно, при условии, что соответствующие напряжения v B1 и v B2 , заданные уравнениями 18 и 20, соответственно, равны хорошо в пределах размаха выходного напряжения операционных усилителей.

Схема по фиг. 5 дан для иллюстрации возможной реализации прецизионного линейного плавающего резистора, схематически показанного на фиг. 4. Возможны несколько вариантов реализации.Буферы с единичным усилением, использующие операционные усилители A15 и A16, не нужны, если переменное сопротивление R X2Y2 намного меньше, чем сопротивления R 24 , R 25 , R 34 и R 35 . Если один конец переменного сопротивления R X2Y2 является заземлением или виртуальной землей, буфер единичного усиления на соответствующем конце (буфер, использующий операционный усилитель A15 или A16) не нужен. Буферы с единичным усилением, использующие операционные усилители A17 и A18, не нужны, если переменное сопротивление R X2Y2 намного меньше, чем сопротивления R 44 , R 45 , R 54 и R 55 .Существует несколько других возможных схем сумматора для реализации соотношений, приведенных в уравнениях 17, 18, 19 и 20, с использованием резисторов, операционных усилителей или других устройств. Средство напряжения смещения может быть реализовано с использованием нескольких других схем на базе операционных усилителей или с помощью источника опорного напряжения. Следовательно, те, кто хорошо разбирается в области проектирования электронных схем, могут разработать несколько других реализаций прецизионного и линейного плавающего резистора, схематично показанного на фиг. 4 и в соответствии с предпочтительным вариантом настоящего раскрытия.

РИС. Фиг.6 иллюстрирует схему прецизионного и линейного плавающего резистора, использующего согласованную пару n-канальных полевых МОП-транзисторов и сопротивление, управляемое комбинацией двух напряжений и тока, в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего раскрытия. Схема на фиг. 6 получается заменой второго источника напряжения 403 (v S2 ) и последовательного резистора 405 (R1) в схеме на фиг. 4 от источника тока 603 (i S2 ).В этой схеме i Y1 = −i S2 , а сопротивление на выводах резистора 426 и 427 задается как
R X2Y2 = ( v S1 −v S3 ) / i S2 (34)
При v S3 = 0 сопротивление задается как
R X2Y2 = v S1 / i S2 ( 35)
Этот вариант осуществления особенно подходит для приложений, использующих схемы с токовым режимом.Реализация схемы фиг. 6 с использованием операционных усилителей очень похож на то, что проиллюстрировано на фиг. 5.

Резистор, сопротивление которого соответствует сопротивлению другого резистора, известен как резистор-зеркало. Схема резисторного зеркала с двумя или более резисторами полезна для обработки аналоговых сигналов, особенно для настройки. Схема резисторного зеркала, имеющая два переменных резистора с независимыми выводами, показана на фиг. 7, в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего раскрытия.Схема резисторного зеркала является продолжением прецизионного линейного плавающего резистора, показанного на фиг. 4. Схема резисторного зеркала состоит из трех цепей LFVCR ( 41 , 42 , 71 ), средства напряжения смещения ( 45 ), клеммы заземления ( 46 ), двух клемм напряжения питания ( 47 , 48 ), операционный усилитель ( 401 ), три источника напряжения ( 402 , 403 , 404 ) и резистор ( 405 ).Схема резисторного зеркала использует три согласованных n-канальных полевых МОП-транзистора ( 411 , 421 , 711 ) с соответствующими средствами управления затвором и подложкой, как объяснялось ранее в контексте схемы, показанной на фиг. 4. Схема LFVCR 41 (LFVCR-1) с использованием полевого МОП-транзистора 411 (M1) и схема LFVCR 42 (LFVCR-2) с использованием полевого МОП-транзистора 421 (M2) такие же, как показано на фиг. . 4. Третья цепь LFVCR 71 (LFVCR-2a) содержит полевой МОП-транзистор ( 711 ), клемму управления ( 714 ), клемму смещения ( 715 ), две клеммы резистора (716 , ). 717 ), средство привода затвора ( 712 ) и средство привода подложки ( 713 ).Клемма управления , 714, и клемма смещения , 715, подключены к клеммам управления и смещения схемы 42 LFVCR. Поскольку полевые МОП-транзисторы согласованы, схема LFVCR-2a обеспечивает такое же сопротивление на клеммах 716, (X2a) и , 717, (Y2a), как и схема LFVCR-2, на клеммах , 426, (X2) и 427 (Y2). Таким образом, схема реализует резисторное зеркало с резисторами на двух независимых наборах выводов, с R X2aY2a = R X2Y2 .За счет включения большего количества схем LFVCR схема резистивного зеркала может обеспечить несколько отслеживающих резисторов. Для резисторов N схема требует согласованных устройств N + 1 с независимыми подложками. Схема, показанная на фиг. 7 может быть изменен для управления током, как на фиг. 6. Все эти варианты осуществления настоящего раскрытия могут быть реализованы либо с использованием операционных усилителей и резисторов, аналогично схеме на фиг. 5 или с помощью других устройств.

Прецизионный линейный плавающий резистор, показанный на фиг.4, реализация того же на фиг. 5, а схема резисторного зеркала на фиг. 7 приведены с использованием согласованных n-канальных полевых МОП-транзисторов и подачи таких напряжений, что v S1 > v S3 > v S2 и V BB S3 . Подобные варианты осуществления могут быть даны с использованием пары согласованных устройств MOSFET с p-каналом и приложением таких напряжений, что v S1 S3 S2 и V BB > v S3 .

Один из основных вкладчиков в нелинейность сопротивления цепей на фиг.3 и фиг. 4 — отклонение от предположения о сильной инверсии канала. В случае параллельного соединения выводов исток-сток n-канального MOSFET и p-канального MOSFET, влияние изменения напряжения на выводах на инверсию каналов двух устройств по своей природе является взаимодополняющим. Следовательно, варианты осуществления, использующие n-канальные MOSFET-устройства и p-канальные MOSFET-устройства, могут быть объединены для улучшения линейности резистора. ИНЖИР. 8 иллюстрирует такой вариант осуществления настоящего раскрытия, используя согласованную пару n-канальных MOSFET-транзисторов и согласованную пару p-канальных MOSFET-устройств и с источником напряжения v S3 , замененным на землю.Схема на фиг. 8 содержит клемму заземления ( 46 ), две клеммы напряжения питания ( 47 , 48 ), две клеммы резистора ( 83 , 84 ) и два прецизионных и линейных плавающих резистора. Первый прецизионный и линейный плавающий резистор состоит из двух схем LFVCR ( 41 , 42 ) с использованием согласованных n-канальных полевых МОП-транзисторов ( 411 , 421 ), первого операционного усилителя ( 401 ), двух источников напряжения. ( 402 , 403 ), первый резистор ( 405 ), первое средство напряжения смещения ( 45 ) и два вывода резистора ( 426 , 427 ).Второй прецизионный и линейный плавающий резистор состоит из двух схем LFVCR ( 81 , 82 ), использующих согласованные полевые МОП-транзисторы с p-каналом ( 811 , 821 ), второй операционный усилитель ( 801 ), две инвертирующие единицы. усилители усиления ( 802 , 803 ), второй резистор ( 805 ), второе средство напряжения смещения ( 85 ) и два вывода резистора ( 826 , 827 ).

В схеме, показанной на фиг.8 первая схема LFVCR 41 (LFVCR-1) содержит n-канальный полевой МОП-транзистор 411 (M1), средство управления затвором ( 412 ), средство привода подложки ( 413 ), терминал управления. (414 ), вывод смещения (415 ) и два вывода резистора (416 , 417 ). Вторая схема LFVCR 42 (LFVCR-2) содержит n-канальный полевой МОП-транзистор 421 (M2), средство управления затвором ( 422 ), средство привода подложки ( 423 ), терминал управления ( 424 ), вывод смещения (425 ), два вывода резистора (426 , 427 ).Первый операционный усилитель , 401, (A1), первое средство напряжения смещения 45 (напряжение смещения 1) и первый резистор , 405, (R1) подключены, как на фиг. 4, формируя первую прецизионную и линейную схему плавающего резистора для обеспечения плавающего сопротивления на выводах резистора , 426, и , 427, второй схемы LFVCR , 42, . Третья схема LFVCR 81 (LFVCR-3) содержит полевой МОП-транзистор с p-каналом 811 (M3), средство управления затвором ( 812 ), средство привода подложки ( 813 ), терминал управления ( 814 ), клемму смещения ( 815 ) и две клеммы резистора ( 816 , 817 ).Точно так же четвертая схема LFVCR 82 (LFVCR-4) содержит полевой МОП-транзистор с p-каналом 821 (M4), средство управления затвором ( 822 ), средство привода подложки ( 823 ), терминал управления. ( 824 ), клемму смещения (825 ) и две клеммы резистора ( 826 , 827 ). Второй операционный усилитель 801 (A2), второе средство напряжения смещения 85 (напряжение смещения 2) и второй резистор 805 (R2) подключены для обеспечения плавающего сопротивления на выводах резистора 826 и 827 четвертого контура LFVCR 82 .Первый источник напряжения , 402, (v S1 ) подключен к входу первого инвертирующего усилителя с единичным усилением , 802, (A3). Выход первого инвертирующего усилителя с единичным усилением , 802, подключен к первому выводу резистора , 816, (X3) третьей схемы 81 LFVCR. Второй источник напряжения , 403, (v S2 ) подключен к входу второго инвертирующего усилителя с единичным усилением , 803, (A4).Выход второго инвертирующего усилителя с единичным усилением , 803, подключен последовательно со вторым резистором 805 ко второму выводу резистора 817 (Y3) третьей схемы LFVCR 81 и к инвертирующему входному выводу второй операционный усилитель 801 . Операционные усилители, средства возбуждения затвора и средства возбуждения подложки получают питание от подключений к клеммам источника питания и заземления. Силовые соединения на рисунке не показаны.

Клеммы резистора 426 (X2) и 427 (Y2) схемы LFVCR 42 и выводы резистора 826 (X4) и 827 (Y4) схемы LFVCR 82 являются соединены параллельно, чтобы обеспечить выводы резистора 83 (X) и 84 (Y).Выход операционного усилителя A1 (v CN ) обеспечивает управляющее напряжение для LFVCR-1 и LFVCR-2. Выход операционного усилителя A2 (v CP ) обеспечивает управляющее напряжение для LFVCR-3 и LFVCR-4. В этой цепи два напряжения смещения. Напряжение V BB1 на выходе 451 средства напряжения смещения 45 обеспечивает напряжение смещения для LFVCR-1 и LFVCR-2. Напряжение V BB2 на выходе 851 средства напряжения смещения 85 обеспечивает напряжение смещения для LFVCR-3 и LFVCR-4.Источники напряжения v S1 и v S2 применяются в качестве управляющих напряжений для переменного сопротивления, обеспечиваемого полевым МОП-транзистором M2. Напряжения v S1 и v S2 вводятся в инвертирующие усилители A3 и A4 с единичным усилением, соответственно, и полученные выходные сигналы используются в качестве управляющих входов для переменного сопротивления, обеспечиваемого устройством M4. Сопротивление на выводах X и Y на фиг. 8 задается как
R XY = [ v S1 / (- v S2 )] R 1 ∥ [(- v S1 ) / ( v S2 )] R 2 (36)
При значениях резистора, выбранных как R2 = R1 для улучшения линейности, сопротивление R XY задается как
R XY = [ v S1 / (- v S2 )] R 1 /2 (37)

Схема на фиг.8 может быть изменена для получения схемы резистора, в которой сопротивление регулируется переменным током, аналогично модификации схемы резистора на фиг. 4 к схеме резистора по фиг. 6. Схема на фиг. 8 можно также использовать для реализации резистивного зеркала аналогично схеме на фиг. 7. Принципиальная схема, показанная на фиг. 8 может быть реализована с использованием операционных усилителей способом, аналогичным показанному на фиг. 5.

Для некоторых приложений может потребоваться прецизионный линейный плавающий резистор с рабочим диапазоном напряжения, который намного больше, чем тот, который обеспечивается вариантом осуществления с использованием согласованной пары устройств, как показано на фиг.4. Обращаясь к фиг. 9 проиллюстрирована схема схемы для реализации прецизионного линейного плавающего резистора, имеющего увеличенное сопротивление и расширенный диапазон напряжений, в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего раскрытия. Схема на фиг. 9 состоит из двух схем LFVCR ( 41 , 42 ), средства напряжения смещения ( 45 ), операционного усилителя ( 401 ), трех источников напряжения ( 402 , 403 , 404 ) , резистор ( 405 ), клемма заземления ( 46 ) и две клеммы напряжения питания ( 47 , 48 ), аналогичные тем, что показаны в схеме, показанной на фиг.4. Схема на фиг. 9 дополнительно содержит схему масштабирования сопротивления с двумя выводами резистора ( 93 , 94 ), подключенными к схеме LFVCR 42 . Схема масштабирования сопротивления содержит третий полевой МОП-транзистор (911 ), третье средство управления затвором ( 912 ), третье средство привода подложки ( 913 ), средство измерения напряжения с выходным выводом ( 925 ) для измерение напряжения на выводах резистора 93 и 94 , а также на втором операционном усилителе ( 901 ).Неинвертирующий вывод второго операционного усилителя , 901, подключен к выходному выводу , 925 средства измерения напряжения. Средство измерения напряжения состоит из двух операционных усилителей (921 , 922 ) и двух резисторов (923 , 24 ) и обеспечивает измеренное напряжение v Z на выходной клемме 925 .

Выводы затвора и подложки третьего полевого МОП-транзистора 911 (M5) подключены к средству привода третьего затвора 912 (G-Drive 5) и средству привода третьей подложки 913 (B-Drive 5), соответственно, имея входные и выходные соединения и функции, аналогичные средствам управления затвором и подложкой, описанным в контексте схемы на фиг.4. Первые взаимозаменяемые выводы исток-сток 916 (P) третьего полевого МОП-транзистора 911 подключены к выводу резистора 427 (Y2) LFVCR-2. Первые выводы резистора 426 LFVCR-2 и второй сменный вывод истока-стока 917 MOSFET 911 подключены к увеличенным выводам резистора 93 (A) и 94 (B) , соответственно. Операционный усилитель 921 используется как единичный повторитель для буферизации напряжения VA, а ОУ 922 используется как единичный повторитель для буферизации напряжения v B .Резисторы 924 (R5) и 923 (R6) подключены в качестве делителя напряжения между выходными клеммами операционных усилителей 21 и 922 . Общая точка 925 резисторов 923 и 924 с напряжением v Z подключена к неинвертирующему входу второго ОУ 901 (A5). Инвертирующий вход операционного усилителя , 901, подключен к клемме , 916, . Выходная клемма 914 операционного усилителя 901 подключена в качестве входа к средству управления затвором 912 .Выходной вывод 451 средства напряжения смещения 45 подает напряжение смещения на все средства возбуждения подложки. Цепи LFVCR, средства напряжения смещения и операционные усилители получают питание от клемм заземления и двух клемм источника питания. Силовые соединения не показаны на фиг. 9.

В схеме на фиг. 9, токи в полевых МОП-транзисторах 411 и 421 одинаковы, поэтому i A = i X2 = −i Y2 = i P = −i Q = −i В .Расположение операционных усилителей 921 и 922 и резисторов 923 и 924 служит средством измерения напряжения для напряжения на клеммах A и B. Измеренное напряжение v Z , приложенное к неинвертирующий вход операционного усилителя A5 ​​задается как
v Z = v X2 [ R 5 / ( R 5 + R 6 )] + v Q [ R 6 / ( R 5 + R 6 )] (38)
С сопротивлением между клеммами P и Q, обозначенным как R PQ и что на выводах X2 и Y2, обозначенных как R X2Y2 , напряжение v P на инвертирующем выводе операционного усилителя A5 ​​задается как
v P = v X2 [ R PQ / ( R PQ + R 9001 9 X2Y2 )] + v Q [ R X2Y2 / ( R PQ + R X2Y2 )] (39)
Из-за отрицательной обратной связи от выхода Второй операционный усилитель , 901, подключен к его входу, его инвертирующие и неинвертирующие клеммы имеют одинаковый потенциал, в результате чего v P = v Z .Следовательно, из Уравнений 38 и 39 мы получаем следующее соотношение:
R PQ / R X2Y2 = R 5 / R 6 (40)
Сопротивление на участке A и клеммы B задаются как
R AB = R X2Y2 + R PQ (41)
Используя соотношение в уравнениях 40 и 41, сопротивление R AB задается как
R AB = R X2Y2 (1+ R 5 / R 6 ) (42)
Используя выражение для R X2Y2 , приведенное в уравнении 28, сопротивление R AB задается как
R AB = [( v S1 −v S3 ) / ( v S3 −v S2 )] R 1 (1+ R 5 / R 6 ) (43)
Таким образом, схема, показанная на фиг.9 служит прецизионным и линейным плавающим сопротивлением, и его можно использовать для увеличения переменного сопротивления и расширения диапазона напряжений.

Схема, показанная на фиг. 9 обеспечивает увеличенное сопротивление, которым можно управлять с помощью комбинации трех источников напряжения ( 402 , 403 , 404 ) и резистора ( 405 ). Три устройства MOSFET 411 , 421 и 911 имеют независимые подложки. Устройства MOSFET 411 и 421 согласованы и предпочтительно должны быть на одной микросхеме.Третий полевой МОП-транзистор 911 обеспечивает увеличенное сопротивление и диапазон напряжений в соответствии с требованиями приложения. Третий полевой МОП-транзистор , 911, не обязательно должен быть на одном кристалле. Следовательно, третий полевой МОП-транзистор , 911, может быть выбран для более высокого сопротивления канала и расширенного диапазона напряжений по сравнению с согласованной парой полевых МОП-транзисторов. В варианте схемы средство напряжения смещения для третьего полевого МОП-транзистора 911 может отличаться от средства для полевого МОП-транзистора 411 и 421 .Чтобы увеличить размах увеличенного сопротивления, операционные усилители, используемые в схеме масштабирования сопротивления, могут питаться от источников питания, отличных от тех, которые используются для остальной части схемы.

Для некоторых приложений может потребоваться прецизионный линейный плавающий резистор с рабочим диапазоном тока, который намного больше, чем тот, который обеспечивается вариантом осуществления с использованием согласованной пары устройств, как показано на фиг. 4. Обращаясь к фиг. 10 проиллюстрирована схема схемы для реализации прецизионного линейного плавающего резистора, имеющего уменьшенное сопротивление и расширенный диапазон тока, в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего раскрытия.Схема на фиг. 10 имеет конфигурацию, аналогичную схеме на фиг. 9, при этом средство измерения напряжения схемы масштабирования сопротивления заменено средством измерения тока. Средство измерения тока содержит два преобразователя тока в напряжение ( 931 , 932 ) с первой выходной клеммой считывания ( 933 ), обеспечивающей первое измеренное напряжение (v Z1 ), пропорциональное току через полевой МОП-транзистор. 421 (M2) и вторая выходная клемма считывания ( 934 ), обеспечивающая второе измеренное напряжение (v Z2 ), пропорциональное току через полевой МОП-транзистор 911 .Клеммы затвора и подложки полевого МОП-транзистора 911 (M5) подключены к средству привода затвора 912 (G-Drive 5) и средству привода подложки 913 (B-Drive 5), имеющему входные и выходные соединения и функции, аналогичные средствам затвора и привода, описанным в контексте схемы на фиг. 4. Клеммы считывающих выходов , 933, и , 934, подключены к неинвертирующему и инвертирующему входам, соответственно, второго операционного усилителя , 901, (A5).Выходная клемма 914 второго операционного усилителя 901 подключена в качестве входа к средству управления затвором 912 полевого МОП-транзистора 911 . Выходной вывод 451 средства напряжения смещения 45 подает напряжение смещения на все средства возбуждения подложки. Сменные выводы исток-сток 916 (P) и 917 (Q) полевого МОП-транзистора 911 подключены параллельно к выводам резистора 426 (X2) и 427 (Y2) LFVCR- 2, соответственно, и подключены к клеммам резистора с уменьшенным масштабом , 103, (C) и , 104, (D), соответственно.

В схеме на фиг. 10, ток, протекающий от вывода C резистора к выводу D резистора, является суммой токов MOSFET M2 и MOSFET M5. Следовательно, i C = −i D = i X2 + i P = −i Y2 −i Q . Сопротивление на выводах X2 и Y2 составляет R X2Y2 , а сопротивление на выводах P и Q составляет R PQ . Следовательно, сопротивление на клеммах C и D определяется как
R CD = R X2Y2 ∥R PQ (44)
Расположение преобразователей тока в напряжение 931 (I / V 1) и 932 (I / V 2) служит средством измерения тока для токов в MOSFET M2 и MOSFET M5.Преобразователь тока в напряжение 931 преобразует свой входной ток i Y2 в первое измеренное напряжение v Z1 как
v Z1 = −r 1 i Y2 ( 45)
, а преобразователь тока в напряжение 932 преобразует свой входной ток i Q во второе измеренное напряжение v Z2 как
v Z2 = −r 2iQ (46)
, где r 1 и r 2 — транс-сопротивления преобразователей тока в напряжение 931 и 932 соответственно.Из-за отрицательной обратной связи с выхода операционного усилителя A5 ​​на его вход, его инвертирующие и неинвертирующие клеммы имеют одинаковый потенциал, в результате чего v Z1 = v Z2 . Следовательно, из уравнений 45 и 46 мы получаем следующее соотношение:
i Y2 / i Q = r 2 / r 1 (47)
Так как i Y2 = V CD / R X2Y2 и i Q = v CD / R PQ , получаем
R PQ / R X2Y2 = r 2 / r 1 (48)
Из уравнений 44 и 48 сопротивление на клеммах C и D определяется как
R CD = R X2Y2 / (1+ r 1 / r 2 ) (49)
Используя выражение, приведенное в уравнении 28, сопротивление R CD дается как
R CD = [( v C1 −v C3 ) / ( v C3 −v C2 )] R 1 / (1+ r 1 / r 2 ) (50)
Таким образом, схема, показанная на фиг.10 служит прецизионным и линейным плавающим сопротивлением, и его можно использовать для уменьшения переменного сопротивления и расширения диапазона тока.

В схеме на фиг. 10, третий полевой МОП-транзистор 911 обеспечивает уменьшенное сопротивление в соответствии с требованиями приложения. Сопротивлением на клеммах цепи 103 и 104 можно управлять с помощью комбинации трех источников напряжения ( 402 , 403 , 404 ) и резистора ( 405 ).Третий полевой МОП-транзистор 911 может быть выбран для более низкого сопротивления и расширенного диапазона тока по сравнению с согласованной парой полевых МОП-транзисторов 411 и 421 . Три устройства MOSFET имеют независимые подложки. Устройства MOSFET M1 и M2 согласованы, и желательно, чтобы они были на одной микросхеме. MOSFET M5 не нужно согласовывать с M1 и M2, и он не обязательно должен быть на одной микросхеме. Следовательно, его сопротивление канала и рабочий ток не ограничиваются процессом CMOS, используемым для согласованных транзисторов с независимыми подложками.

Приведенное выше описание вместе с прилагаемыми чертежами предназначено для раскрытия и описания предпочтительных вариантов осуществления изобретения с достаточными подробностями, чтобы дать возможность специалистам в данной области техники применить изобретение на практике. Это не следует интерпретировать как ограничение объема изобретения. Специалисты в области техники, к которой относится изобретение, поймут, что многие варианты примерных реализаций и других реализаций существуют в пределах объема заявленного изобретения.В него могут быть внесены различные изменения по форме и деталям, не выходящие за рамки его сущности и объема. Точно так же различные аспекты настоящего изобретения могут быть успешно реализованы на практике путем включения всех признаков или определенных подкомбинаций этих признаков.

границ | Вычислительный дизайн интегральной схемы считывания КМОП для считывания с использованием органических полевых транзисторов

Введение

Микроэлектронные системы изменили многие аспекты жизни человека.Они произвели революцию в области обработки данных и телекоммуникаций по объему и скорости, предоставив решения для сложных проблем. В частности, в эпоху Интернета вещей (IoT) постоянно разрабатываются новые и появляющиеся микроэлектронные средства, которые включают гибкие мониторы, системы мониторинга здоровья и окружающей среды и искусственную кожу для робототехники. Эти новые устройства не только революционизируют современные технологии, но и требуют дополнительных функций, которые бросают вызов инженерам-электронщикам и материаловедам.(Murmann and Xiong, 2010). Среди прочего, умные и удобные датчики особенно сложно спроектировать и изготовить. (Senthamizhan et al., 2019). Интеллектуальный датчик должен быть способен подвергаться воздействию целевого аналита (ей), воспринимать его, генерировать пропорциональный сигнал, а также измерять и усиливать его. (Uslu et al., 2004; Gonçalves et al., 2008; Velliste et al., 2008; Asplund et al., 2010; Rivnay et al., 2014; Bhalla et al., 2017). Кроме того, электроника и датчики следующего поколения должны быть не только электрически надежными и производительными, но также должны быть реализованы на различных объектах и ​​формах.(Губби и др., 2013; Жан и др., 2014). Среди различных типов электроники для создания и создания интеллектуальных датчиков особенно многообещающими являются органические полевые транзисторы (OFET), учитывая их химическую универсальность, чувствительность и возможность реализации на согласующихся или растягиваемых матрицах. (Роджерс, Бао, 2002; Sirringhaus, 2014). Одной из наиболее важных областей применения OFET являются системы в пунктах обслуживания (PoC), в которых тестовая система должна подвергаться воздействию аналитов индикаторов здоровья.Результатом этого воздействия является сигнал, который усиливается и передается в блок цифровой обработки, в котором вырабатываются соответствующие отклики. (Торси и др., 2013). Эти системы следует разрабатывать с учетом того, что большинство пользователей являются неопытными и непрофессиональными людьми. Поэтому система должна быть простой и удобной. Кроме того, системы PoC наиболее полезны, когда они могут обрабатывать различные показатели здоровья в одном интеллектуальном сенсорном блоке, предпочтительно установленном непосредственно на теле человека или соответствующей среде.(Hammock et al., 2013; Torsi et al., 2013).

π-Сопряженные полупроводниковые полимеры привлекают большое внимание при разработке и производстве электроники следующего поколения, в основном из-за их хороших механических свойств (низкий модуль Юнга и хорошая устойчивость к деформации), что имеет решающее значение для доступа к устройствам, приспосабливаемым к телу, и электроника в стиле кожи. (Zhao et al., 2015; Wen et al., 2017; Xu et al., 2017). Это критическое преимущество, поскольку чем теснее контакт между этими устройствами и поверхностями, с которых исходят эти сигналы, тем более оптимальными и чувствительными будут возможности обнаружения . (Su et al., 2015; Bae et al., 2016). Стратегии получения органических материалов с молекулярной растяжимостью и свойствами, имитирующими кожу, были всесторонне обобщены в предыдущих отчетах. (Ocheje et al., 2017). В последние годы наша группа и другие сообщили о синтезе молекулярно растяжимых и механически устойчивых полупроводниковых полимеров со свойствами переноса заряда, близкими к свойствам аморфного кремния. (Mei, Bao, 2014; Oh et al., 2016; Wu et al., 2016; Ocheje et al., 2018). Эти новые механически прочные материалы особенно перспективны в качестве активного слоя в датчиках, использующих такие подложки, как пластик, и могут подходить для таких приложений, как мониторинг здоровья, мониторинг окружающей среды, гибкие дисплеи, искусственная кожа и радиочастотная идентификация (RFID). (Baude et al., 2003; Someya et al., 2004; Kato et al., 2007; Feng et al., 2016; Frick et al., 2016; Tang et al., 2016; Li et al., 2018) .

Продвижение схем считывания CMOS на основе OFET вызвано стремлением к устройствам с более низким энергопотреблением, более низкой стоимостью, которые можно миниатюризировать; при этом они совместимы с существующими электронными системами и, таким образом, обеспечивают бесшовную интеграцию.(Lei et al., 2016). Хотя органические материалы были широко исследованы, и их функциональность доказана в приложениях интеллектуальных датчиков, разработка эффективной схемы считывания для биосенсоров, изготовленных из органических тонкопленочных транзисторов, требуется для преобразования выходного сигнала OFET в соответствующий формат для блока обработки цифровой магистрали. , остается важной проблемой по разным причинам. Во-первых, проектирование схемы считывания для интеграции с OFET часто требует высоких напряжений и дает очень малые токи в ответ на изменения аналита.Это может частично объяснить, почему схемы считывания OFET все еще довольно редки в литературе и почему OFET часто используются в дискретных схемах. Энергопотребление также является еще одним параметром, который часто сложно контролировать. Наконец, использование органических полупроводников типа n все еще недостаточно широко используется в литературе из-за их относительно низкой стабильности по сравнению с их аналогами типа p .

Для решения этих проблем недавно были предложены различные схемы считывания показаний датчиков на основе OFET.Среди прочих, Li et al. сообщил о схеме считывания для низковольтного OFET, используемого для измерения pH. (Ли и др., 2018). Предлагаемая схема считывания принимает ток стока OFET и выдает V DD и V ref . Усилитель сопротивления trans (TIA) преобразует ток стока в напряжение, а усилитель с программируемым усилением (PGA) регулирует динамический диапазон датчика. В конечном итоге обработанные данные передаются на смартфон для отображения. Второй подход к реализации схемы считывания CMOS для датчиков на основе OFET был предложен Feng et al.(2016), где предлагается схема считывания, реализованная на печатной плате. Интересно, что датчик был способен обнаруживать концентрации NH 3 от 5 до 25 частей на миллион. Другие примеры новых схем считывания для датчиков на основе OFET также были предложены для измерения различных аналитов, таких как этанол. (Фрик и др., 2016). Несмотря на свою эффективность, эти датчики требуют высокого напряжения питания наряду с высоким энергопотреблением. Это значительно ограничивает их использование для маломощных портативных PoC-приложений, которые обычно питаются от батареи и сталкиваются с серьезными ограничениями по мощности.Таким образом, проблема, которая ограничивает разработку интегральной схемы считывания для низковольтных датчиков на основе OFET, остается.

Здесь мы сообщаем о новом подходе к интеграции и реализации OFET в направлении согласованной схемы, основанной на компьютерном моделировании и in silico моделировании. Этот теоретический и вычислительный подход к проектированию схем имеет важные преимущества, включая возможность изменения и точной настройки нескольких параметров схемы. Изготовление OFET требует различных сложных этапов, и разработка материалов типа n с высокой мобильностью все еще остается сложной задачей.Поэтому использование компьютерного моделирования является особенно эффективным подходом к разработке новых схем, особенно для биосенсорных устройств на основе тонкопленочных транзисторов. В этой работе была разработана универсальная схема считывания для устранения важных препятствий в реализации датчика на основе OFET. Было обнаружено, что новая схема считывания способна обнаруживать очень небольшие изменения тока стока OFET, вплоть до 100 нА, в трех различных фазах. Хотя фаза сброса не потребляет значительного количества энергии, фазы калибровки и экспонирования потребляют почти всю необходимую мощность от 1.Источник питания 8 В с технологией CMOS 0,18 мкм. Фактически, максимальная мощность, потребляемая схемой считывания, составляет 571 мкВт, что значительно ниже, чем у других предлагаемых считывающих устройств, основанных на этой органической электронике. Предлагаемая структура считывания является не только многообещающим кандидатом для маломощных портативных измерительных приложений, но и новый подход к вычислительному моделированию, используемый в этой работе, представляет собой важный инструмент для создания новой передовой и функциональной электроники.

Результаты и обсуждение

Органические материалы, в частности π-сопряженные полимеры, обладают важными преимуществами по сравнению с неорганическими полупроводниками, включая низкую стоимость и высокую производительность производства, обеспечиваемую осаждением из раствора.Органические полупроводники также имеют низкий модуль упругости, что особенно интересно для изготовления растягиваемых и приспосабливаемых устройств под кожу. Эти уникальные особенности привели к значительному росту использования органических материалов в приложениях здравоохранения, таких как органические тонкопленочные транзисторы (OTFT) для обнаружения биологических маркеров, доставки лекарств, а также нейронной записи и стимуляции. (Adhikari, Majumdar, 2004; Isaksson et al., 2007; O’Connor et al., 2015; Schwartz et al., 2013; Иримиа-Владу, 2014; Liao et al., 2015). В этих новых биосенсорах на основе OFET схема считывания, необходимая для контроля выходного сигнала биосенсора, обычно реализуется с использованием традиционной технологии CMOS. Поэтому очень желательна интеграция OFET со схемой CMOS.

Есть три основных характеристики, которые важны для интеграции OFET. В технологии CMOS максимальное доступное напряжение питания ограничено, поэтому OFET должен работать в рамках этих ограничений.Во-вторых, небольшой ток стока OFET — еще одна проблема, которая означает, что схема CMOS должна быть способна определять низкие значения тока и иметь возможность усиливать эти токи. Поскольку линейность датчика является одной из важных характеристик, это усиление должно выполняться линейным образом. (Торси и др., 2013). Наконец, ток стока OFET претерпевает небольшие изменения во время воздействия аналита. Следовательно, интегральная схема считывания КМОП должна быть способна обнаруживать небольшие изменения тока при малых токах смещения стока.Как показано в таблице 1, OFET, который может работать с напряжениями в диапазоне (от 0 до 1,8 В), будет обеспечивать токи стока ниже 1 мкА. Недавно Ян и соавт. оценил OFET в нескольких измерительных приложениях, и можно сделать вывод, что в разных приложениях ток стока изменяется в диапазоне (0,9 * I Dbl , 1 * I Dbl ), где I Dbl — базовая линия. ток стока OFET в рабочей точке. Это означает, что интегральная схема считывания должна обеспечивать указанный выше диапазон напряжений и определять токи до нуля.1 мкА. Также важно отметить, что большинство материалов, используемых для датчиков, представляют собой полупроводники типа p . Создание схемы считывания на основе OFET с материалов типа n весьма желательно для дополнения существующей технологии. Чтобы использовать транзисторы PMOS для схемы считывания из-за их лучших шумовых характеристик, мы разработали предлагаемую схему считывания с использованием OFET типа n . Однако важно отметить, что схемы могут быть изменены для использования в чувствительных структурах типа p OFET.

ТАБЛИЦА 1 . Диапазон рабочих напряжений и выходного тока недавно зарегистрированных низковольтных OFET.

В биосенсоре ток стока OFET будет колебаться в зависимости от воздействия аналита. Учитывая, что концентрация аналита может быть особенно низкой, изменения тока стока могут быть небольшими и их трудно обнаружить. (Lai et al., 2013). Чтобы решить эту проблему, чувствительная схема должна быть чувствительной к небольшому изменению тока и способной линейно усиливать эти изменения.В нашем вычислительном моделировании усиление выходного тока выполняется с помощью линейного усилителя тока, встроенного в простой интегратор. Поскольку изменения тока стока OFET существенны, в нашем моделировании используются два OFET для определения и усиления изменений тока из-за воздействия аналита. Усилитель тока, используемый в нашем вычислительном анализе, показан на Рисунке 1, и важно отметить, что природа аналита оставалась широкой, учитывая, что можно выбрать несколько и разных аналитов.Усилитель состоит из двух основных ветвей. Одна ветвь выводится с помощью «чувствительного OFET», которое подвергается воздействию анализируемого вещества. Другой получен с помощью OFET, который называется «эталонным OFET» и не подвергается воздействию целевого аналита. Условия смещения двух OFET идентичны. Поскольку два OFET идентичны и их условия смещения одинаковы, любая разница в токах стока OFET будет возникать в результате воздействия аналита. Токи стока измерительного OFET и опорного OFET усиливаются в каскодных токовых зеркалах M 1-4 и M 5-8 соответственно.Эталонный ток стока OFET отражается в M 9, 10 и вычитается из усиленного считывающего тока стока OFET в узле «X». Такая конфигурация усиления тока имеет уникальное преимущество. Что касается рабочей области M 9 , токи стока считывающего и опорного OFET питают M 2,5 соответственно. Эти два транзистора обеспечивают ток стока M 4,7 , который, в свою очередь, управляет M 3,8 . Ток, который течет из стока M 8 , смещает транзистор M 9 в активной области.Текущие передаточные отношения на рис. 2 для двух каскодных токовых зеркал равны 348, в то время как передаточное отношение для M 9,10 равно единице, чтобы вычесть ток чувствительного и опорного OFET.

РИСУНОК 1 . Схема предлагаемого линейного усилителя тока на базе устройства OFET.

РИСУНОК 2 . I out -I OFET график, иллюстрирующий характеристику усилителей тока (A) , и I out -I OFET характеристика усилителя тока в различных угловых корпусах (B) .Четыре случая сценария, в которых транзисторы NMOS и PMOS показывают экстремальные скорости, рассматриваются как FF (быстрый NMOS, быстрый PMOS), FS (быстрый NMOS, медленный PMOS), SF (медленный NMOS, быстрый PMOS) и SS (медленный NMOS. , Медленный PMOS). Эти четыре угловых ситуации обычно сравнивают с типичной ситуацией (TT), когда и NMOS, и PMOS транзисторы работают с типичной скоростью.

Одной из основных проблем органических транзисторов является то, что они проявляют значительный эффект гистерезиса. Это означает, что с течением времени и с каждым циклом работы их ВАХ будет изменяться.В используемой здесь схеме усиления тока используются два идентичных OFET-транзистора, токи стока которых претерпевают аналогичные изменения. Эта конфигурация вместе с методом калибровки, который обсуждается позже, приведет к почти безгистерезисному датчику. Новый усилитель тока усиливает токи от 100 нА до 1 мкА с почти фиксированным коэффициентом усиления 350. Характеристики этого усилителя тока показаны на рисунке 2. Работа схемы была оценена расчетным путем при различных процессах, напряжении и температуре (PVT). ситуации.Как показано на рисунке 2, четыре наихудших сценария, в которых транзисторы NMOS и PMOS показывают экстремальные скорости, рассматриваются как FF (Fast NMOS, Fast PMOS), FS (Fast NMOS, Slow PMOS), SF (Slow NMOS, Fast PMOS). ) и SS (медленный NMOS, медленный PMOS). Эти четыре угловых ситуации сравниваются с типичной ситуацией (TT), где и NMOS- и PMOS-транзисторы работают с типичной скоростью. Правый фрагмент рисунка 2 показывает характеристики схемы в типичной ситуации (TT), а четыре других угловых случая вместе с типичной ситуацией показаны на левом фрагменте рисунка.Из полученных результатов можно сделать вывод, что эта конструкция не страдает от вариаций PVT. Таким образом, этот усилитель тока имеет хорошие характеристики в различных угловых ситуациях, коэффициент усиления усилителя незначительно изменяется, а линейность сохраняется.

Самая большая деформация растяжения, испытываемая человеческим телом, — это удлинение примерно на 30%, что означает, что приспособленные устройства, ламинированные на теле, могут подвергаться изменениям геометрии аналогичной величины. Характеристики устройства и измеряемый ток сильно зависят от длины и ширины канала, и их сохранение имеет решающее значение для поддержания точности химического датчика.Любое падение тока, не связанное с обнаружением целевого аналита, может привести к ложным результатам. Следовательно, способность прикладывать возрастающее напряжение в ответ на уменьшение тока, вызванное деформацией, является ценной особенностью схемы OFET. Поэтому важно отметить, что электрод затвора OFET, представленного на рисунке 1, можно настраивать, поэтому пользователь может управлять его напряжением для подачи различных напряжений через цифровой базовый блок. Кроме того, соединения электродов стока и истока произвольны; к одному из них можно подавать желаемое напряжение, пока ток стока OFET прикладывается к току стока M 2, 5 таким образом, что изменения тока стока OFET могут изменять токи стока этих два полевых МОП-транзистора.С помощью такого метода можно управлять как V GS , так и V DS OFET, и достигаются желаемая точка смещения и рабочая область OFET. В этом случае и для правильной работы усилителя два резистора должны соединить вывод стока M 2, 5 с землей. Однако, поскольку во многих приложениях измерения нет необходимости смещать OFET в области насыщения, схемы, которая используется на рисунке 1, достаточно для размещения приложений измерения на основе OFET.(Чжао и др., 2015).

Ток усилителя тока, который является мерой экспонированного аналита, должен быть интегрирован для создания напряжения, которое будет подаваться на цифровую магистраль для дальнейшего хранения и обработки. RC-схема, показанная на рисунке 3, используется в нашем моделировании для интеграции. Эта схема интегрирует полученный ток и выдает напряжение. Схема моделирования считывания содержит три различных рабочих фазы. Фаза 1 (φ 1 ), которая называется сбросом, устанавливает напряжение конденсатора на ноль, чтобы убедиться, что в цикле измерения тока не осталось предыдущего отклика датчика.Фаза 2 (φ 2 ) — это фаза калибровки, в которой выходное напряжение записывается, пока аналит не подвергается воздействию датчика OFET. На этой фазе любое несоответствие, которое присутствует между двумя OFET или КМОП схемой, вызовет разницу в токе, которая создаст напряжение на выходе. Это напряжение будет использоваться в схеме калибровки, как будет объяснено позже, чтобы нейтрализовать эффект рассогласования. Фаза 3 (φ 3 ), так называемая фаза экспонирования, усиливает выходной ток датчика OFET во время воздействия аналита и генерирует соответствующее выходное напряжение.Это напряжение передается в цифровую магистраль для обработки и хранения в качестве отклика датчика. Часы управляются по цифровой магистрали. Формы тактовых сигналов трех управляющих сигналов показаны на рисунке 3. Длительность интегрирования равна 2 мкс, так как длительность интегрирования должна быть достаточно высокой, чтобы емкость могла достичь своего установившегося напряжения. Несмотря на сложность реализации на кристалле и потенциальный недостаток, интегрирующая емкость была принята за 100 мкФ при моделировании для экспериментальной конструкции.Это также может быть реализовано вне кристалла, не влияя на производительность схемы.

РИСУНОК 3 . RC-интегрирующая схема (A) и тактовые сигналы φ 1 , φ 2 и φ 3 (B) .

Калибровка

Одна из распространенных проблем биосенсоров связана с тем, что аналит остается после одной процедуры измерения, или из-за несоответствия в аналоговых схемах. Несоответствие может вызвать некоторые неточности измерения даже до начала процедуры измерения.Эти две проблемы могут вызвать ненулевой отклик сенсора, если на сенсор не попадает аналит. Это ненулевое начальное напряжение обычно изменяет окончательное измеренное напряжение чувствительной структуры. Интегральная схема должна быть способна нейтрализовать этот ненулевой отклик. Для биосенсоров существует две основные архитектуры считывания. Одной из возможных архитектур является структура без сравнения, в которой только один электрод подвергается воздействию целевого аналита. Эта архитектура потребляет меньше энергии из-за минимального количества чувствительных ветвей.Другая архитектура — это ссылочная структура, которая использует ссылочную ветвь в дополнение к исходной чувствительной ветви. Хотя такие структуры потребляют больше энергии из-за двойной схемы считывания, они более предпочтительны с точки зрения чувствительности и точности. (Couniot et al., 2016; Senevirathna et al., 2019; Taheri, Mirhassani, 2021).

Новая опорная схема считывания на основе OFET включает в себя схему калибровки, которая позволяет датчику отменять смещение выходного сигнала. Схема калибровки использует схему программируемого источника тока, показанную на рисунке 4A, для снятия избыточного заряда с интегрирующей емкости, что привело к напряжению смещения.Эта калибровочная схема состоит из четырех идентичных компараторов напряжения, которые чувствительны к разнице напряжений до 1 мВ. Структура компараторов напряжения показана на рисунке 4B, тогда как на рисунке 4C показаны характеристики компаратора напряжения. На основании значения напряжения смещения, которое сравнивается с четырьмя опорными напряжениями, активируются четыре ветви схемы калибровки. Каждая ветвь снимает некоторый заряд с интегрирующей емкости до тех пор, пока напряжение смещения не будет отменено.Цепь калибровки активируется до интервала срабатывания. Как показано на рисунке 4A, схема калибровки состоит из четырех чувствительных компараторов, выходные сигналы которых активируют четыре ветви тока. Если в конце фазы калибровки присутствует какое-либо напряжение смещения, превышающее 1 мВ, компараторы активируют независимый источник тока, выход которого подается на чувствительную RC-цепь. Эти дополнительные токи установят выходное напряжение RC-цепи равным нулю; напряжение смещения будет отменено, и измерительная цепь будет откалибрована.Правильный узел подключения калибровочной схемы, который не будет иметь большого влияния на ее функциональность, будет исследован в будущих работах. При использовании этой схемы калибровки выходное напряжение смещения датчика сводится к минимуму, насколько это возможно, независимо от источников напряжения смещения. Мы протестировали наш метод калибровки для смещения датчика в различных угловых случаях технологии. Полученные характеристики показаны в таблице 2. Важно отметить, что схема калибровки приводит к значительному снижению напряжения смещения даже для низких значений смещения выходного сигнала.

РИСУНОК 4 . Диаграммы схемы калибровки (A), , схемы компаратора напряжения (B) и сигналов входного (нижнего) и выходного (верхнего) напряжения компаратора напряжения (C) .

ТАБЛИЦА 2 . Характеристики схемы калибровки в различных угловых случаях, описанных как FF (Fast NMOS, Fast PMOS), FS (Fast NMOS, Slow PMOS), SF (Slow NMOS, Fast PMOS) и SS (Slow NMOS, Slow PMOS).

Заключение

Таким образом, была разработана интегральная схема считывания CMOS для интеллектуальных датчиков на основе OFET, и были обсуждены результаты моделирования.В частности, аналоговая схема была разработана для приема и усиления изменений тока стока OFET в результате воздействия целевого аналита. Важно отметить, что предлагаемая архитектура измеряет изменения тока стока OFET в трех различных фазах, так называемых фазах сброса, калибровки и экспонирования. Используя эти три фазы, схема считывания способна нейтрализовать любое смещение из-за оставшихся аналитов. С полностью дифференциальной чувствительной структурой и предлагаемой схемой калибровки смещение выходного сигнала, ошибки на основе синфазного сигнала и гистерезис OFET сводятся к минимуму.Предлагаемая структура с потребляемой мощностью 571 мкВт является многообещающим кандидатом для маломощных портативных датчиков. Учитывая повышенный интерес к подходящим и растягиваемым датчикам, новая конструкция датчика также позволяет учитывать любое изменение геометрии канала при деформации, которое обычно необходимо учитывать в обычных OFET, чтобы получить точные измерения подвижности заряда и тока стока. Новая схема позволяет легко изменять подаваемое напряжение, позволяя компенсировать падение тока, просто изменяя напряжение, чтобы поддерживать ток, измеренный в устройстве.Результаты, полученные в результате моделирования, являются важным шагом на пути к разработке новых интеллектуальных датчиков, способных обнаруживать широкий спектр аналитов, включая газы и органические жидкости, непосредственно в месте оказания медицинской помощи.

Процедура эксперимента

Предлагаемая схема считывания была разработана и смоделирована в Cadence с использованием процесса CMOS 0,18 мкм. Все схемы, работающие от источника питания 1,8 В, были спроектированы и смоделированы с использованием специально разработанных МОП-транзисторов с минимальным количеством управляющих сигналов для реализации полностью интегрированной автономной структуры считывания.

Заявление о доступности данных

Необработанные данные, подтверждающие вывод этой статьи, будут предоставлены авторами без излишних оговорок.

Вклад авторов

MM и SR-G разработали и руководили проектом. HT и MM выполнили все моделирование и анализ данных. МО и PBJSO помогли в обсуждении. Все соавторы написали рукопись и комментировали ее во время подготовки.

Финансирование

Эта работа была поддержана NSERC через грант Discovery (No.РГПИН-2017–06611). SR-G также благодарит Виндзорский университет за финансовую поддержку. Авторы заявляют об отсутствии конкурирующих финансовых интересов.

Конфликт интересов

Авторы заявляют, что исследование проводилось в отсутствие каких-либо коммерческих или финансовых отношений, которые могли бы быть истолкованы как потенциальный конфликт интересов.

Примечание издателя

Все претензии, выраженные в этой статье, принадлежат исключительно авторам и не обязательно относятся к их аффилированным организациям или заявлению издателя, редакторов и рецензентов.Любой продукт, который может быть оценен в этой статье, или заявление, которое может быть сделано его производителем, не подлежат гарантии или одобрению со стороны издателя.

Благодарности

МО благодарит NSERC за поддержку в виде стипендии для аспирантов. PBJSO благодарит правительство Онтарио за финансовую поддержку в виде стипендии для выпускников Онтарио (OGS).

Ссылки

Адхикари Б. и Маджумдар С. (2004). Полимеры в датчиках. Прог. Polym. Sci. 29, 699–766. doi: 10.1016 / j.progpolymsci.2004.03.002

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Asplund, M., Nyberg, T., and Inganäs, O. (2010). Электроактивные полимеры для нейронных интерфейсов. Polym. Chem. 1, 1374–1391. doi: 10.1039 / c0py00077a

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Bae, G. Y., Pak, S. W., Kim, D., Lee, G., Kim, D. H., Chung, Y., et al. (2016). Линейная и высокочувствительная электронная кожа на основе биоинспирированной иерархической структурной матрицы. Adv. Матер. 28, 5300–5306. doi: 10.1002 / adma.201600408

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Baude, P. F., Ender, D. A., Haase, M. A., Kelley, T. W., Muyres, D. V., and Theiss, S. D. (2003). Схема радиочастотной идентификации на основе пентацена. Заявл. Phys. Lett. 82, 3964–3966. doi: 10.1063 / 1.1579554

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Bhalla, N., Di Lorenzo, M., Estrela, P., and Pula, G. (2017). Полупроводниковые технологии в исследованиях протеинкиназ и открытии лекарств: предчувствие революции. Drug Discov. Сегодня 22, 204–209. doi: 10.1016 / j.drudis.2016.10.006

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Couniot, N., Francis, L.A., and Flandre, D. (2016). Матрица емкостных биосенсоров CMOS 16 X 16 для обнаружения одной бактериальной клетки. IEEE Trans. Биомед. Circuits Syst. 10, 364–374. doi: 10.1109 / tbcas.2015.2416372

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Фараджи, С., Хашимото, Т., Тернер, М.Л., Маевский Л. А. (2015). Нанокомпозитные диэлектрики для низковольтных полупроводниковых транзисторов, обработанные на основе растворов. Org. Электрон. 17, 178–183. doi: 10.1016 / j.orgel.2014.12.010

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Feng, L., Tang, W., Zhao, J., Yang, R., Hu, W., Li, Q., et al. (2016). Неинкапсулированный воздухоустойчивый транзистор с органическим полевым эффектом, применяемый всеми процессами решения для маломощных датчиков паров. Sci. Rep. 6, 20671–20679. doi: 10.1038 / srep20671

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Фрик В., Левек, П., Сойсал, У., Хейзер, Т. (2016). «Интегрированная высоковольтная КМОП-измерительная система смешанного сигнала для газового датчика на основе OFET», Международная конференция IEEE по электронике, схемам и системам (ICECS) 2016 г., Монте-Карло, Монако, 11–14 декабря 2016 г., стр. 309–312. doi: 10.1109 / icecs.2016.7841194

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Gonçalves, D., Prazeres, D. M. F., Chu, V., and Conde, J. P. (2008). Обнаружение ДНК и белков с использованием ионно-чувствительных тонкопленочных полевых транзисторов из аморфного кремния. Biosens. Биоэлектрон. 24, 545–551. doi: 10.1016 / j.bios.2008.05.006

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Gubbi, J., Buyya, R., Marusic, S., and Palaniswami, M. (2013). Интернет вещей (IoT): видение, архитектурные элементы и будущие направления. Future Gen. Comput. Syst. 29, 1645–1660. doi: 10.1016 / j.future.2013.01.010

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Hammock, M. L., Chortos, A., Tee, B. C.-K., Tok, J.Б.-Х., и Бао, З. (2013). Статья к 25-летию: Эволюция электронной оболочки (E-Skin): краткая история, соображения дизайна и недавний прогресс. Adv. Матер. 25, 5997–6038. doi: 10.1002 / adma.201302240

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Isaksson, J., Kjäll, P., Nilsson, D., Robinson, N., Berggren, M., and Richter-Dahlfors, A. (2007). Электронный контроль передачи сигналов Ca2 + в нейронных клетках с помощью органического электронного ионного насоса. Нат.Mater 6, 673–679. doi: 10.1038 / nmat1963

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Kato, Y., Sekitani, T., Takamiya, M., Doi, M., Asaka, K., Sakurai, T., et al. (2007). Дисплеи Брайля листового типа за счет интеграции органических полевых транзисторов и полимерных приводов. IEEE Trans. Электрон. Приборы 54, 202–209. doi: 10.1109 / ted.2006.888678

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Knopfmacher, O., Hammock, M. L., Appleton, A.L., Schwartz, G., Mei, J., Lei, T., et al. (2014). Высокостабильный датчик на полевом транзисторе из органического полимера для селективного обнаружения в морской среде. Нат. Commun. 5, 2954. doi: 10.1038 / ncomms3954

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Лай, С., Демелас, М., Казула, Г., Косседду, П., Барбаро, М., и Бонфиглио, А. (2013). Датчик сверхнизкого напряжения на основе OTFT для обнаружения ДНК без этикеток. Adv. Матер. 25, 103–107. DOI: 10.1002 / adma.201202996

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Lee, M. Y., Kim, H. J., Jung, G. Y., Han, A.-R., Kwak, S. K., Kim, B.J., et al. (2015). Высокочувствительные и селективные сенсоры жидкой фазы на основе устойчивой к растворителям органической транзисторной платформы. Adv. Матер. 27, 1540–1546. doi: 10.1002 / adma.201404707

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Lei, K.-M., Mak, P.-I., Law, M.-K., and Martins, R.P.(2016). КМОП биосенсоры для диагностики in vitro — механизмы и приложения трансдукции. Lab. Чип 16, 3664–3681. doi: 10.1039 / c6lc01002d

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Li, Q., Zhao, J., Huang, Y., Tang, W., Peng, S., Qiu, S., et al. (2018). Интегрированная система органических полевых транзисторов низкого напряжения, чувствительных к ионам, на пластике. IEEE Electron. Device Lett. 39, 591–594. doi: 10.1109 / led.2018.2808192

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Ляо, К., Чжан, М., Яо, М. Ю., Хуа, Т., Ли, Л. и Янь, Ф. (2015). Гибкая органическая электроника в биологии: материалы и устройства. Adv. Матер. 27, 7493–7527. doi: 10.1002 / adma.201402625

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Mei, J., and Bao, Z. (2014). Разработка боковой цепи в сопряженных полимерах, обрабатываемых в растворе. Chem. Матер. 26 (1), 604–615. doi: 10.1021 / cm4020805

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Мурманн, Б., и Xiong, W. (2010). «Проектирование аналоговых схем с использованием органических полевых транзисторов» на Международной конференции IEEE / ACM по автоматизированному проектированию (ICCAD), Сан-Хосе, Калифорния, 7–11 ноября 2010 г., стр. 504–507. doi: 10.1109 / iccad.2010.5653805

CrossRef Полный текст | Google Scholar

О’Коннор, Т. Ф., Раджан, К. М., Принц, А. Д. и Липоми, Д. Дж. (2015). К органической электронике со свойствами, вдохновленными биологической тканью. J. Mater. Chem. В 3, 4947–4952. doi: 10.1039 / c5tb00173k

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Очей, М.У., Чаррон, Б. П., Ньяячавади, А., и Рондо-Ганье, С. (2017). Эластичная электроника: последние достижения в получении эластичных и самовосстанавливающихся полупроводниковых сопряженных полимеров. Flex. Распечатать. Электрон. 2, 043002. doi: 10.1088 / 2058-8585 / aa9c9b

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Очедж, М. У., Селиванова, М., Чжан, С., Ван Нгуен, Т. Х., Чаррон, Б. П., Чуанг, С.-Х. и др. (2018). Влияние амидсодержащих боковых цепей на механические свойства полимеров на основе дикетопирролопиррола. Polym. Chem. 9, 5531–5542. doi: 10.1039 / c8py01207e

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Ogunleye, O.O., Sakai, H., Ishii, Y., and Murata, H. (2019). Исследование чувствительного механизма двухзатворного низковольтного датчика давления на основе органических транзисторов. Org. Электрон. 75, 105431. doi: 10.1016 / j.orgel.2019.105431

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Oh, J. Y., Rondeau-Gagné, S., Chiu, Y.-C., Chortos, A., Lissel, F., Wang, G.-J. N., et al. (2016). Искробезопасный и излечиваемый полупроводниковый полимер для органических транзисторов. Природа 539, 411–415. DOI: 10.1038 / nature20102

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Ривней Дж., Оуэнс Р. М. и Маллиарас Г. Г. (2014). Расцвет органической биоэлектроники. Chem. Матер. 26, 679–685. doi: 10.1021 / cm4022003

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Робертс, М. Э., Маннсфельд, С. Б., Керальто, Н., Reese, C., Locklin, J., Knoll, W., et al. (2008). Водостойкие органические транзисторы и их применение в химических и биологических сенсорах. Proc. Natl. Акад. Sci. 105, 12134–12139. doi: 10.1073 / pnas.0802105105

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Роджерс Дж. А. и Бао З. (2002). Печатная пластиковая электроника и дисплеи, похожие на бумагу. J. Polym. Sci. A. Polym. Chem. 40, 3327–3334. doi: 10.1002 / pola.10405

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Schwartz, G., Tee, B.C.-K., Mei, J., Appleton, A.L., Kim, D.H., Wang, H., et al. (2013). Гибкие полимерные транзисторы с высокой чувствительностью к давлению для применения в электронном мониторинге кожи и здоровья. Нат. Commun. 4, 1859. doi: 10.1038 / ncomms2832

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Senevirathna, B., Lu, S., Dandin, M., Basile, J., Smela, E., and Abshire, P. (2019). Мониторинг с высоким разрешением эффективности химиотерапевтических агентов в раковых клетках с использованием емкостного биосенсора CMOS. Biosens. Биоэлектрон. 142, 111501. doi: 10.1016 / j.bios.2019.111501

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Senthamizhan, A., Fragouli, D., Balusamy, B., Patil, B., Palei, M., Sabella, S., et al. (2019). Гидрохромные углеродные точки как интеллектуальные датчики для определения воды в органических растворителях. Nanoscale Adv. 1, 4258–4267. doi: 10.1039 / c9na00493a

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Someya, T., Sekitani, T., Iba, S., Kato, Y., Кавагути, Х., Сакураи, Т. (2004). Гибкая матрица датчика давления большой площади с органическими полевыми транзисторами для искусственной кожи. Proc. Natl. Акад. Sci. 101, 9966–9970. DOI: 10.1073 / pnas.04011

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Су, Б., Гонг, С., Ма, З., Яп, Л. В., и Ченг, В. (2015). Дизайн гибкого сенсора давления с сенсорной чувствительностью в стиле мимозы. Small 11, 1886–1891. DOI: 10.1002 / smll.201403036

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Тахери, Х. Э. и Мирхассани, М. (2021 г.). Схема считывания с низким энергопотреблением, высоким разрешением и адаптивной чувствительностью с селективным диапазоном обнаружения для емкостных биосенсоров. AEU Int. J. Electron. Commun. 131, 153599. doi: 10.1016 / j.aeue.2020.153599

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Tang, W., Jiang, C., Li, Q., Hu, W., Feng, L., Huang, Y., et al. (2016). Тег низковольтного датчика PH на основе полностью обработанных органических полевых транзисторов. IEEE Electron. Device Lett. 37, 1002–1005. doi: 10.1109 / led.2016.2580565

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Uslu, F., Ingebrandt, S., Mayer, D., Böcker-Meffert, S., Odenthal, M., and Offenhäusser, A. (2004). Полностью электронная система обнаружения нуклеиновых кислот Labelfree на основе полевого транзистора. Biosens. Биоэлектрон. 19, 1723–1731. doi: 10.1016 / j.bios.2004.01.019

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Веллисте, М., Перель, С., Сполдинг, М.С., Уитфорд, А.С., и Шварц, А.Б. (2008). Кортикальный контроль протеза руки для самостоятельного кормления. Природа 453, 1098–1101. DOI: 10.1038 / nature06996

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Wen, H.-F., Wu, H.-C., Aimi, J., Hung, C.-C., Chiang, Y.-C., Kuo, C.-C., et al. (2017). Боковые цепи из мягкого поли (бутилакрилата) к искробезопасным полимерным полупроводникам для применения на полевых транзисторах. Макромолекулы 50, 4982–4992.doi: 10.1021 / acs.macromol.7b00860

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Wu, H.-C., Hung, C.-C., Hong, C.-W., Sun, H.-S., Wang, J.-T., Yamashita, G., et. al. (2016). Полупроводниковые полимеры на основе изоиндиго с использованием боковых цепей карбосилана для высокоэффективных растягиваемых полевых транзисторов. Макромолекулы 49, 8540–8548. doi: 10.1021 / acs.macromol.6b02145

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Xu, J., Wang, S., Wang, G. N., Zhu, C., Luo, S., Джин, Л. и др. (2017). Полимерные полупроводниковые пленки с высокой растяжимостью благодаря эффекту наноконфайнмента. Наука 355, 59–64. doi: 10.1126 / science.aah5496

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Zhan, Y., Mei, Y., and Zheng, L. (2014). Возможности материалов и производительность устройств в гибкой электронике для Интернета вещей. J. Mater. Chem. С 2, 1220–1232. doi: 10.1039 / c3tc31765j

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Zhao, Y., Чжао, X., Zang, Y., Di, C.-a., Diao, Y., and Mei, J. (2015). Разделители для разрыва сопряжения в полупроводниковых полимерах: влияние на технологичность полимера и свойства переноса заряда. Макромолекулы 48, 2048–2053. doi: 10.1021 / acs.macromol.5b00194

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Основы усилителя

ESP — Как работают аудиоусилители (Часть 3)

Основы усилителя ESP — Как работают аудиоусилители (Часть 3)
Elliott Sound Products Основы усилителя — Как работают усилители (Часть 3)
Вверх

© 1999 — Род Эллиотт (ESP)
Страница Последнее обновление: янв 2017


Основной индекс Указатель статей
Содержание
Часть 3 — Полевые транзисторы и МОП-транзисторы

Теперь перейдем к полевым транзисторам и полевым МОП-транзисторам.FET означает «полевой транзистор », а MOSFET означает «полевой транзистор на основе оксида металла и полупроводника ». Эта тема — своего рода баня червей, но не из-за каких-то недостатков в устройствах, а из-за огромного множества различных типов. Основные типы полевых транзисторов …

  • Полевые транзисторы с N-каналом
  • Полевые транзисторы с P-каналом
  • МОП-транзисторы с N-канальным режимом расширения
  • МОП-транзисторы с режимом расширения P-канала
  • МОП-транзисторы с N-канальным режимом истощения
  • МОП-транзисторы с режимом истощения P-канала

Существует несколько основных подклассов полевых МОП-транзисторов — боковые и вертикальные.Боковые полевые МОП-транзисторы особенно подходят для аудиоприложений, поскольку они гораздо более линейны, чем их вертикальные собратья, хотя их коэффициент усиления ниже. Вертикальные полевые МОП-транзисторы (например, полевые транзисторы HEXFET и им подобные) идеально подходят для коммутации, в том числе усилители с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ).

Примечание: В дополнение к материалам, представленным здесь, я предлагаю вам также прочитать статью «Проектирование с использованием JFET». Она намного новее, чем эта статья, и описывает использование JFET с некоторыми дополнительными подробностями.Он также предоставляет некоторую информацию, которая пригодится, когда вы обнаружите, что ваш любимый JFET больше не производится, что удручающе распространено и становится все хуже.

Термины «боковой» и «вертикальный» относятся к внутренним методам изготовления, поэтому многие другие, с которыми вы можете встретиться (например, полевые транзисторы HEXFET ® ), по сути, являются вариациями вертикального процесса. Это еще не все возможности, потому что есть дополнительные подклассы, особенно с переключаемыми полевыми МОП-транзисторами.Однако в целях общей статьи об их характеристиках и принципах работы я сосредоточусь на наиболее часто используемых версиях. Это сужает поле, и мы получаем обе полярности полевых транзисторов с переходом и обе полярности полевых МОП-транзисторов в режиме усиления. С их помощью мы покрываем основную часть текущих дизайнов, поэтому, хотя «я буду многое упускать, то, что я опускаю, не так уж и распространено» (с надеждой говорит он).

Полевые транзисторы

являются «униполярными» устройствами в том смысле, что они используют только одну полярность носителя, в отличие от биполярных транзисторов, которые используют как основные, так и неосновные носители заряда (электроны или «дырки», в зависимости от полярности).Полевые транзисторы гораздо более устойчивы к воздействию температуры, рентгеновского излучения и космического излучения — любое из них может вызвать образование неосновных носителей в биполярных транзисторах).

Я сосредоточусь только на трех оконечных полевых транзисторах, а выводы …

  • Источник — «Источник» электронов (для N-канальных устройств), эквивалент катода клапана или эмиттера транзистора
  • Затвор — Управляющий вывод — (более или менее) эквивалент сетки клапана или базы транзистора
  • Drain — Клемма, с которой «отводится» ток — эквивалент пластины клапана или коллектора транзистора

Нет простой эквивалентной схемы для полевых транзисторов (как для транзисторов), но это не имеет значения.Затвор является управляющим элементом и влияет на поток электронов не путем усиления тока (как в транзисторе), а путем приложения напряжения. Входное сопротивление переходных полевых транзисторов очень велико на всех используемых частотах, но полевые МОП-транзисторы отличаются. У них почти бесконечное входное сопротивление, но заметная емкость между затвором и остальной частью устройства. Это может затруднить управление полевыми МОП-транзисторами, поскольку емкостная нагрузка вызывает недовольство большинства усилителей.

Соединительный полевой транзистор является обычным для входов высокопроизводительных операционных усилителей и обеспечивает чрезвычайно высокое входное сопротивление.Действительно, это также относится к дискретным полевым транзисторам, и простой усилитель напряжения, использующий полевой транзистор с переходом и силовой полевой МОП-транзистор, показаны на рисунке 3.1. Оба устройства являются N-канальными, и обратите внимание, что стрелка для каждого из них указывает в разном направлении. Стрелки указывают в противоположном направлении для устройства с P-каналом, и все полярности поменяны местами. Vdd составляет +20 В.


Рисунок 3.1 — Усилители напряжения на соединительных полевых транзисторах и силовых полевых МОП-транзисторах

Полевые транзисторы

являются устройствами режима истощения и (как и все полевые транзисторы и полевые МОП-транзисторы в режиме истощения) могут иметь смещение точно так же, как вентиль.Режим обеднения означает, что без отрицательного сигнала смещения на управляющем элементе (затворе) будет протекать ток между стоком (эквивалентным пластине или коллектору) и истоком (эквивалентным катоду или эмиттеру).

Устройство режима улучшения остается выключенным до тех пор, пока не будет достигнуто пороговое напряжение, после чего устройство будет проводить, пропуская больше тока по мере увеличения напряжения. Хотя есть полевые МОП-транзисторы, предназначенные для работы с низким энергопотреблением, большинство (во всяком случае, в аудио) являются устройствами питания.Это почти исключительно режим улучшения и может работать с очень сильным током.

На рисунке 3.1 силовой полевой МОП-транзистор — это устройство в улучшенном режиме, а переходной полевой транзистор — в режиме истощения. Это наиболее часто используемые в аудио. Мощные МОП-транзисторы в режиме расширения также используются в импульсных источниках питания и в этой роли намного лучше, чем биполярные транзисторы. Они быстрее, поэтому коммутационные потери не так велики (поэтому полевые МОП-транзисторы работают холоднее), они более прочные и способны противостоять злоупотреблениям, которые почти мгновенно убивают биполярный транзистор.

Эта надежность (в сочетании со свободой от вторичных эффектов пробоя) означает, что полевые МОП-транзисторы очень популярны в качестве выходных устройств для мощных профессиональных усилителей. В этой области MOSFET не имеет себе равных, и они прочно закрепились в качестве предпочтительного устройства для высокой мощности.

Нельзя сказать, что это единственное место, где используются полевые МОП-транзисторы. Есть много хороших аудиофильских усилителей мощности (и даже предусилителей), в которых используются силовые полевые МОП-транзисторы, и есть много заявлений о том, что они по звуку превосходят биполярные транзисторы (опять же, спор, который я не буду здесь обсуждать).

В некотором роде клапаны, полевые транзисторы и полевые МОП-транзисторы очень зависят от устройства, и обычно невозможно просто заменить одно устройство другим типом. Также, как и в случае с клапанами, усиление, которое можно ожидать от схемы усилителя напряжения, зависит от устройства, и лист данных производителя (или тестирование) — единственный способ, которым можно быть уверенным в получении необходимого усиления в данной схеме.


3.1 Характеристики полевого транзистора

Характеристики полевых транзисторов следует рассматривать в двух частях, поскольку мы имеем дело с двумя совершенно разными устройствами.Первым будет соединительный полевой транзистор, и, как и в случае с транзисторами, я буду описывать только N-канал, но доступны практически идентичные устройства с P-каналом (хотя и не так часто).


Рисунок 3.2 — Передаточные кривые для полевого транзистора и полевого МОП-транзистора

Изначально, чтобы можно было увидеть передаточные характеристики двух устройств бок о бок для сравнения, на рисунке 3.2 показано довольно типичное устройство из каждого «семейства». Данные переходного полевого транзистора — от 2N5457, а МОП-транзистор — это IRFP240 (вертикальный МОП-транзистор — больше подходит для коммутационных приложений).

Вместо того, чтобы показывать входные и выходные сигналы, наложенные на график, на этот раз я показываю только сам график. Это выдержки из данных производителей, но с небольшой уловкой — на рис. 3.2b ток стока отображается в логарифмической шкале, поэтому линейность устройства нельзя увидеть должным образом. Если этот график был перерисован как линейный, он покажет, что линейность лучше всего при более высоких токах (на показанном графике это выглядит наоборот), и устройство становится почти идеально линейным при токах стока выше примерно 3А.

Обратите внимание, что, поскольку полевой транзистор находится в режиме истощения, ток стока максимален при напряжении затвор-исток 0 В. С другой стороны, (наиболее распространенный) полевой МОП-транзистор — это режим улучшения, поэтому при 0 В затвор-исток нет тока. Проводимость начинается с 4 В, а к 6 В ток стока составляет 10 А (например). Это зависит от типа полевого МОП-транзистора, и они доступны с низким порогом (подходит для управления логикой 5 В) или «нормальным» порогом, требующим до 10 В или около того для полной проводимости.

Термин Сименс (S) теперь заменяет Mhos как единицу крутизны в большинстве литературных источников: 1S = Mho (1 мкСм = 1 мкМо).Для приведенных выше графиков можно понять, что переходной полевой транзистор имеет крутизну 1500 мкс, а для полевого МОП-транзистора она составляет прибл. 9000 мкСм (9000 мкMhos)


3.1.2 Соединительные полевые транзисторы

Как и клапаны, в технических паспортах полевых транзисторов информация об усилении указывается в gm (взаимная проводимость — в мкMhos). Показанный полевой транзистор с переходом имеет грамм (обычно) 1500 мкMhos (на приведенном графике это фактически ближе к 1425 мкMhos в линейном сечении), что соответствует примерно 1,5 мА / В.

Наиболее распространенный из указанных параметров для полевых транзисторов с переходом —

  • Прямая пропускная способность (общий источник) — крутизна — по существу коэффициент усиления устройства
  • Входная емкость — Эффективная емкость вывода затвора по отношению к остальной части полевого транзистора
  • Напряжение отсечки затвор-исток — Напряжение затвора, при котором полевой транзистор выключается

Процесс усиления почти идентичен вентилю, за исключением того, что напряжения ниже.Устройство смещено таким же образом (хотя можно также использовать фиксированное смещение). Это означает, что затвор должен иметь обратное смещение относительно истока, при этом затвор должен иметь полярность, противоположную напряжению исток-сток.

Полевые транзисторы

предлагают низкий уровень шума, особенно с входами с высоким импедансом, и в этом отношении являются противоположностью биполярных транзисторов, которые обычно лучше всего работают с низким импедансом источника.

Полевые транзисторы с соединением

в основном имеют малую мощность, хотя доступны некоторые устройства с высокой мощностью.Это редкость в аудиоприложениях.

Примечательно (и прискорбно), что многие производители «рационализировали» свой ассортимент JFET. Многие из высокопроизводительных устройств, которые мы могли использовать (например) в схемах с очень низким уровнем шума, исчезли, и вы почти можете увидеть, как JFET исчезают из каталогов поставщиков, пока вы смотрите. Хотя я никогда не верил, что у JFET есть какое-то «волшебное» свойство, которое заставляет их звучать лучше, чем что-либо еще, было бы неплохо, если бы производители просто не решили, что нам больше не нужны эти специализированные устройства.У меня есть только пара конструкций, в которых используются полевые транзисторы, и сейчас трудно найти подходящие устройства.


3.1.3 МОП-транзисторы

Опять же, листы данных MOSFET также предоставляют информацию, аналогичную информации о транзисторных полевых транзисторах, но есть и другие элементы, важные для разработчика. Наиболее полезными из них являются

  • Прямая крутизна — характеристика усиления устройства
  • Drain to Source On Resistance — Минимальное сопротивление, когда полевой МОП-транзистор полностью включен.
  • Пороговое напряжение затвора — Напряжение затвора, при котором полевой МОП-транзистор начинает проводить проводимость.
  • Напряжение от затвора к источнику — максимальное напряжение (любой полярности), которое может быть приложено между истоком и затвором.(Обычно это порядка +/- 20 В)
  • Входная емкость — значение емкостной нагрузки, которая накладывается на цепь управления.

МОП-транзисторы в режиме расширения практически не пропускают ток при отсутствии напряжения затвора. Чтобы провести, между истоком и затвором должно быть приложено напряжение (той же полярности, что и напряжение стока). Как только порог будет достигнут, устройство начнет движение между стоком и истоком.

При увеличении напряжения затвора ток стока увеличивается до тех пор, пока: а) не будет достигнут максимально допустимый ток стока или предел полного рассеяния, или б) напряжение стока не упадет до минимально возможного значения.В этом случае, поскольку канал исток-сток теперь полностью проводящий, значение R DS (on) определяет напряжение.

Типичные силовые полевые МОП-транзисторы имеют чрезвычайно низкое сопротивление, при этом значения менее 0,2 Ом являются довольно типичными. Есть много устройств с гораздо более низкими значениями (<50 мОм), но это важно только для схем переключения. В аудиоусилителе полевые МОП-транзисторы никогда не должны быть включены полностью, так как это означает, что усилитель работает с ограничениями.

Еще одна область, которую необходимо решить с помощью полевых МОП-транзисторов, — это напряжение между затвором и истоком.Поскольку затвор изолирован от канала (очень) тонким слоем оксида металла, он подвержен повреждению статическим разрядом или другим избыточным напряжением. Обычно между истоком и затвором устанавливается стабилитрон, чтобы гарантировать, что максимальное напряжение не может быть превышено. Скачки напряжения, превышающие напряжение пробоя изолирующего слоя, вызовут мгновенный выход устройства из строя.


3.2 Усилитель тока на полевых / полевых транзисторах

Я снова показал как полевой транзистор, так и полевой МОП-транзистор на рисунке 3.3, цепи как с общим стоком, так и с повторителем истока. Как можно видеть, переходной полевой транзистор смещен почти так же, как и вентиль, но все напряжения намного ниже. Для полевого МОП-транзистора требуется положительное напряжение, которое должно быть больше, чем напряжение источника, на величину, которая учитывает характеристики полевого МОП-транзистора. Для характеристик устройства, показанных на рисунке 3.2, это означает, что при токе 100 мА затвор должен быть на 4 В выше источника.


Рисунок 3.3 — Усилители тока на полевых транзисторах

Для повторителя истока JFET байпасный конденсатор (Cb) не всегда используется, и в этом случае выходной сигнал обычно берется из источника.Когда включен Cb, выходной уровень одинаков на обоих концах Rs1, а входное сопротивление намного больше, потому что Rg самонастраивается. Увеличение входного импеданса зависит от крутизны полевого транзистора. Для показанной схемы JFET (с Rg равным 1 МОм) входное сопротивление составляет около 5 МОм, если Rs1 не шунтируется, и возрастает примерно до 18 МОм с включенным Cb.

Cb должен быть достаточно большим, чтобы напряжение переменного тока на нем оставалось небольшим при самой низкой интересующей частоте. Например, если Rs1 равен 1 кОм, Cb должен быть не менее 10 мкФ (частота -3 дБ для 16 Гц).Рекомендуется более высокое значение, чтобы минимизировать низкочастотные искажения. Для нормальной работы со звуком я бы использовал не менее 33 мкФ (по-прежнему предполагая, что 1 кБ за 1 рупий).

В версию MOSFET входит стабилитрон для защиты изоляции затвора. Используется стабилитрон 10 В, так как он обеспечивает хорошую защиту и позволяет пропускать максимально возможный ток MOSFET. Можно было бы использовать стабилитрон на 6 В, и он все равно допускал бы ток до 10 А, что намного больше, чем можно получить с помощью этой простой схемы.


3.3 Усилители мощности на полевых / полевых транзисторах

Точно так же, как силовой клапан может использоваться в несимметричном исполнении класса A, то же самое можно сделать и с полевым МОП-транзистором. На рисунке 3.4 показана простая схема, обеспечивающая около 10 Вт звука. Использование источника постоянного тока в качестве нагрузки (как показано на рисунке) дает лучший КПД, чем резистор, и улучшает линейность. Искажение от схемы, подобной показанной, будет примерно такой же, как от несимметричной схемы триодного клапана. Общий КПД будет выше, поскольку не требуется катодного резистора смещения и нагревателей, как в случае с клапаном.Производительность , а не на уровне Hi-Fi!


Рисунок 3.4 — Усилитель класса A с несимметричным МОП-транзистором

Несмотря на то, что их немного, все усилители мощности на МОП-транзисторах необычны. Большинство из них используют комбинацию биполярных транзисторов (для входного каскада и каскада усиления) и полевых МОП-транзисторов для выходных устройств. Это кажется наиболее популярным схемным решением, поэтому я сконцентрируюсь на нем. На рис. 3.5 показана довольно типичная схема (в упрощенной форме), работа которой практически идентична работе усилителя с биполярными транзисторами на выходе.Обратите внимание, что эмиттерные повторители необходимы для обеспечения привода с низким импедансом, в котором нуждаются полевые МОП-транзисторы, хотя в некоторых схемах они не используются. Вместо этого каскад драйвера класса A (Q3) работает при более высоком, чем обычно, токе, что позволяет ему правильно управлять полевыми МОП-транзисторами.


Рисунок 3.5 — Усилитель выходной мощности MOSFET

Одна проблема с этой компоновкой заключается в том, что напряжение затвор-исток представляет собой потерю в цепи, поэтому напряжение источника питания обычно должно быть на ± 6 В выше, чем необходимое пиковое выходное напряжение для нагрузки, чтобы полностью включить полевые МОП-транзисторы.Хотя это не является серьезной проблемой, это увеличивает рассеяние в выходном каскаде, и потери возрастают с уменьшением импедансных нагрузок.

В некоторых усилителях (особенно очень высокой мощности) это можно обойти за счет использования вторичного источника питания с низким током (но с более высоким напряжением) для схемы возбуждения и основного источника высокого тока для полевых МОП-транзисторов. В усилителе, использующем основные источники питания +/- 50 В при 20 А, вторичный источник питания может быть ± 60 В, но, возможно, рассчитан на максимум 1 А.

Как и в случае с биполярным усилителем (вы заметили, насколько они похожи?), Я не включил компоненты для стабильности.Обычно они такие же, как для стандартного биполярного транзисторного усилителя, но обычно включают в себя «стопорные» резисторы, включенные последовательно с затворами полевых МОП-транзисторов, а иногда и дополнительную емкость для предотвращения паразитных колебаний — необходимость в них варьируется от одного типа устройства к другому. следующий.


полевые транзисторы — сводка

Соединительные полевые транзисторы

Поверхность снова почти не поцарапана. Соединительный полевой транзистор (также известный как JFET) идеально подходит для схем, в которых ожидается высокое сопротивление, и будет давать самый низкий уровень шума.Они являются бесценным электронным строительным блоком, когда используются там, где они превосходны — обеспечивая чрезвычайно высокий входной импеданс.

Как и все устройства, JFET-транзисторы имеют свои ограничения …

  • Gain — JFET не имеют высокого усиления биполярных транзисторов
  • Высокочастотная характеристика — Обычно полевые транзисторы JFET обладают характеристиками на высоких частотах, которые уступают биполярным транзисторам
  • Линейность — Линейность JFET не так хороша, как у биполярных транзисторов (поэтому искажения больше), но ее можно улучшить, используя источник тока. загрузка или обратная связь.

Обычно существует идеальное (или близкое к идеальному) усилительное устройство для каждого приложения, и при правильном использовании JFET чрезвычайно универсален и лучше всего подходит для случаев, когда требуются высокие импедансы. Если вам необходимо отправить усилитель в космос, предпочтительнее использовать полевые транзисторы JFET из-за их большей «радиационной стойкости». Однако разброс параметров велик, поэтому нельзя считать, что два JFET одинаковые, даже из одной партии. Если работа критична, полевые транзисторы JFET должны быть согласованы или снабжены регулируемым сопротивлением источника, чтобы можно было установить рабочую точку.

Полевые транзисторы

(фактически все полевые транзисторы) более чувствительны, чем биполярные транзисторы при нагревании, и проблемы теплового разгона с этими устройствами обычно не возникают.

Большинство «лучших» полевых транзисторов JFET для аудио сейчас исчезли с рынка. 2SK170 пользовался уважением в некоторых кругах и был идеальным устройством для обеспечения очень низкого уровня шума во многих различных приложениях. Оригинал и любые замены, которые предлагались впоследствии, устарели. Возможно, вы сможете купить JFET с напечатанным на них «2SK170», но о том, что внутри, остается только гадать.В одном вы можете быть совершенно уверены — это почти наверняка , а не , настоящий 2SK170.

Даже многие «пешеходные» JFET практически исчезли из инвентаря поставщика, оставив вам ограниченный выбор. Некоторые из них доступны, если вы можете работать с SOT (транзистор с малым контуром, SMD), но даже там диапазон не такой, как раньше.


МОП-транзисторы

МОП-транзистор — один из самых мощных усилительных устройств всей линейки токов, обладающий исключительной способностью выдерживать ток.MOSFET идеально подходит для усилителей очень большой мощности, импульсных источников питания и усилителей класса D, где регулярно встречаются экстремальные условия эксплуатации. Возможным исключением является биполярный транзистор с изолированным затвором (IGBT), который, как следует из названия, является гибридным устройством. В этих статьях IGBT не рассматриваются.

… И как всегда есть ограничения …

  • Усиление — Как и полевые транзисторы, полевые МОП-транзисторы имеют меньшее усиление, чем биполярные транзисторы, что обычно означает, что к схеме управления необходимо применять дополнительное усиление. чтобы обеспечить достаточную глобальную обратную связь для поддержания низкого уровня искажений на низких уровнях.
  • Емкость затвора — Емкость затвор-исток может достигать 2 нФ (хотя чаще около 1,2 нФ). На низких частотах это не много, но заставляет схему привода очень сильно работать на высоких частотах.
  • Статическое повреждение — До установки в цепи с полной защитой полевой МОП-транзистор чувствителен к повреждению статическим разрядом. Необходимое напряжение и ток уничтожить устройство обычно ниже порога чувствительности для человека.Некоторые устройства имеют встроенную (ограниченную) защиту.
  • Линейность — Большинство полевых МОП-транзисторов не очень линейны при малых токах, поэтому для низких искажений требуется более высокое напряжение покоя, чтобы гарантировать, что искажения кроссовера сведены к минимуму.

В некоторой степени все вышеперечисленное можно простить, когда вам действительно нужны возможности полевого МОП-транзистора. Свобода от повторного выхода из строя и огромные текущие возможности полевых МОП-транзисторов не имеют себе равных ни в одном другом активном устройстве. С правильно спроектированной схемой возбуждения полевые МОП-транзисторы также очень быстрые, их характеристики обычно выше, чем у биполярных транзисторов.Это не очень полезно для аудио, но важно для переключения схем.

В сочетании с положительным температурным коэффициентом, который может остановить тепловой пробой в линейной цепи (при соблюдении надлежащих мер предосторожности), полевой МОП-транзистор практически не поддается разрушению при условии, что вы убедитесь, что напряжение затвора поддерживается ниже напряжения пробоя. Также важно поддерживать напряжение стока ниже указанного максимального значения.

Положительный температурный коэффициент может быть большим подспорьем в аудиосхемах, хотя он может быть проблемой при переключении источников питания, поскольку сопротивление при включении также увеличивается с температурой, а в импульсном источнике питания это может вызвать тепловой пробой ( в точности обратное биполярным транзисторам в этом приложении).


Предыдущая (Часть 2 — Биполярные транзисторы) Следующая (Часть 4 — Операционные усилители)



Основной индекс Указатель статей
Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, но не ограничиваясь, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Рода Эллиотта и © 1999. Воспроизведение или повторная публикация любыми средствами, электронными, механическими или электромеханическими, строго запрещены в соответствии с Международные законы об авторском праве.Автор (Род Эллиотт) предоставляет читателю право использовать эту информацию только для личного использования, а также разрешает сделать одну (1) копию для справки. Коммерческое использование запрещено без письменного разрешения Рода Эллиотта.
Страница опубликована и © 1999./ Обновлено в январе 2017 г. — добавлена ​​дополнительная информация о последователе JFET.

линейная вертикальная структура 3403Д-У-В

полевого транзистора Мос силы

Линейный силовой полевой транзистор MOS Вертикальная структура 3403D-U-V

Описание

Линейная вертикальная структура 3403Д-У-В

полевого транзистора Мос силы

Описание полевого транзистора MOS

Полевой транзистор

Mos используется во многих источниках питания и общих силовых приложениях, особенно в качестве переключателей.Варианты включают планарные MOSFET, VMOS, UMOS TrenchMOS, HEXFET и другие различные торговые марки.

Характеристика полевого транзистора Mos

30 В / 100 А
R DS (ВКЛ) = 2,4 мОм (тип.) @ В GS = 10 В
R DS (ВКЛ) = 2,9 мОм (тип.) @ В GS = 4,5 В

100% лавинные испытания

Надежный и прочный

Доступны устройства без галогенов и экологически чистые

(соответствует требованиям RoHS)

Приложения

Systems Высокочастотные синхронные преобразователи Buck
для питания процессоров компьютеров
Высокочастотные изолированные преобразователи постоянного тока в постоянный ток
с синхронным выпрямлением
для телекоммуникационного и промышленного использования

Информация для заказа и маркировки

Д У В
3403 3403 3403
YYXXXJWW G YYXXXJWW G YYXXXJWW G

Код упаковки
D: TO-252-2L U: TO-251-3L V: TO-251-3S
Код даты Сборочный материал
YYXXX WW G: Без галогенов

Примечание: -бесплатные продукты содержат формовочные компаунды / материалы для крепления штампов и 100% матовую жестяную пластинуTermi-
Nation finish; которые полностью соответствуют RoHS.-содержащие продукты соответствуют или превосходят требования к бессвинцовому оплавлению-
IPC / JEDEC J-STD-020 для классификации MSL при максимальной температуре бессвинцового оплавления. «Зеленый»
означает «не содержит свинца (соответствует требованиям RoHS) и не содержит галогенов (содержание Br или Cl не превышает 900 частей на миллион по весу в однородном материале
, а общее количество Br и Cl не превышает 1500 частей на миллион по весу»).
оставляет за собой право вносить изменения, исправления, улучшения, модификации и улучшения в этот продукт и / или в этот документ в любое время без предварительного уведомления.

Абсолютные максимальные рейтинги

montibello.com dailymall полевой транзистор MOSFET, 10 шт., 2 А, 600 В to-220F 2N60 Power N-Channel Semiconductor Products Industrial & Scientific

montibello.com dailymall 10 Pc 2A 600V MOSFET полевой транзистор to-220F 2N60 Power N-Channel Semiconductor Products Industrial & Scientific

медный каркас, изготовление изделий, медный каркас, питание монитора, обслуживание.。 — Используется для импульсного источника питания. Блок питания телевизора. 。 Лучшие комплектующие установки, необходимые компоненты для обслуживания. 。 Описание: — Полевой транзистор MOSFET 2A, 600 В (TO-220F 2N60 Power) N канал. — Изготовлен из кремниевого материала. высокая мощность, высокая мощность, хорошая электропроводность. 。 Питание 2N60, простота установки, необходимые компоненты для обслуживания. Спецификация: — Материал: силиконовый чип, резинка。 — Количество: 10 шт.。 — Вес: 20 г 。.Блок питания телевизора .。 — питание 2N60, зарядное устройство, резинка。 — Размер продукта: To-220。 — VDss: 600V。 — ID: 2A。 — RDS (вкл.): 1.2ohm。 — Полярность: канал N。 — Материалы: силикон Чип, dailymall, 10 шт., полевой транзистор MOSFET, 2 А, 600 В (питание to-220F 2N60) N-канал: промышленный и научный. dailymall, 10 шт., полевой МОП-транзистор, 2 А, 600 В (питание to-220F 2N60) N-канал: промышленный и научный. Используется для импульсного источника питания, источника питания монитора, зарядного устройства, проста в установке, изготовления продуктов, хорошей электропроводности.。 — Лучшие комплектующие установки. переходник, переходник, обслуживание. 。 Полевой транзистор MOSFET, 2 А, 600 В (TO-220F 2N60 Power), канал N. 。 Изготовлен из силиконового материала, стабильные характеристики, стабильные характеристики.






ПРИМЕЧАНИЕ! Этот сайт использует файлы cookie и аналогичные технологии.

Если вы не меняете настройки браузера, вы соглашаетесь с этим. Больше информации


СПРЕЙ ДЛЯ УДАЛЕНИЯ УХОДА «ВСЕ В ОДНОМ»

ЭТО ВОЛНЫ

dailymall, 10 шт., Полевой транзистор MOSFET, 2A, 600 В, к-220F 2N60 Power N-Channel




Natural color 100 шт. CC1-N Капиллярный зажим Klipet и держатель датчика.DIYmall 10values ​​1K 2K 5K 10K 20K 50K 100K 250K 500K 1M Wh248 Комплект ручек линейного потенциометра с одинарным шарниром Линейный поворотный потенциометр с гайкой и шайбой для Arduino, ножницы для резки кабеля 9 1/2 дюймов, 4 шт., 27×18 CGSignLab Nostalgia Arrow Премиум Акриловый знак Годовая распродажа 5 шт. В упаковке. Регулируемая подставка для цифрового USB-микроскопа, регулируемая вверх-вниз, опорный кронштейн из алюминиевого сплава, 12 мм. Переходник с наружной резьбой X Наружная резьба Деталь F Ever-Tite Brass 340FBR APG, Ken Forging K2002-SS Рым-болты с гладким рисунком 5 / 16-18 x 1-1 / 8, dailymall 10 шт., Полевой транзистор MOSFET, 2 А, 600 В, к-220F 2N60 Power N -Канал , гаечный ключ со штифтом диаметром 120-130 мм, винт M10x50 с накатанной головкой, метрический комплект с цинковым покрытием 10.Лента для маскировки Frontia Flower Froral 0,6×7,6 15 мм x 7 м, импорт из Японии, 5 / 16X1 3/4 винт с буртиком под торцевой ключ, обычная коробка, количество 25, от Shorpioen BC-3128SS. Базовый бирюзовый ветрозащитный виниловый баннер 8×8 CGSignLab Требуется помощь, 10 шт. Проволочная щетка Щетка для царапин Изогнутая ручка Щетка для каменной кладки Проволочная щетина для очистки сварочного шлака и ржавчины Нержавеющая сталь + латунь. 10 полевых транзисторов МОП-транзисторов 2А 600В к-220Ф 2Н60 мощность N-канал ,


ВВЕДИТЕ СЛОВА, КОТОРЫЕ ВАМ НУЖНО НАЙТИ

dailymall, 10 шт., Полевой транзистор MOSFET, 2A, 600 В, к-220F 2N60 Power N-Channel

dailymall, 10 шт., Полевой транзистор MOSFET, 2A, 600 В, к-220F 2N60 Power N-Channel

Купите счастливый музыкант, который любит пиво. Крутая графика ко Дню Святого Патрика — худи и другие модные толстовки и свитшоты в магазине The Moon Photo Pendant Necklace.Покупайте красную однотонную мужскую футболку из хлопка стандартного кроя и другие футболки на. Racerback с широкими регулируемыми лямками. ПОВЫШЕННЫЙ КОМФОРТ: надеть эту художественную галстук-бабочку не составит труда. Благодаря нашим обширным спискам автомобилей, полный комплект будет изготовлен в соответствии с точными спецификациями. Мы предлагаем такие услуги, как бесплатная техническая поддержка по телефону, каждая из которых дополняет элегантно простую форму стеклянных плафонов White Frost. Каждая панель вырезана и сшита вместе опытными мастерами. обеспечьте графическое изображение высокой четкости и удобную посадку. Купите 40 штук брелка для ключей двери автомобиля брелок для ключей бирки брелок для ключей цепочка для ключей поставки антикварного серебра тона оптом оптом O8RU1 милый слоник: брелки и брелки — ✓ возможна БЕСПЛАТНАЯ ДОСТАВКА при подходящих покупках, прикрепите к одежде с помощью клип paci.навесные подшипники могут быть одно- или двухкомпонентными. В нашем широком ассортименте есть право на бесплатную доставку и бесплатный возврат, серый и белый цвета, которые позволят вам добавить неожиданный всплеск цвета в ваше пространство. Дата первого упоминания: Февраль, dailymall, 10 шт., 2A, 600 В, полевой транзистор MOSFET к-220F 2N60 Power N-Channel , пожалуйста, не обращайте внимания на время доставки на Amazon, наш широкий выбор элегантен для бесплатной доставки и бесплатного возврата. Мы гарантируем, что наши золотые украшения сделаны из настоящего чистого золота.Купите Mia Diamonds 925 Sterling Silver Solid (0. Вам следует избегать рукояток переключения передач с установочными винтами или пластмассовыми деталями, поскольку они имеют тенденцию выходить из строя или раскачиваться. Чтобы получить полное измерение. Это главный поставщик и продавец высококачественной цепочки. ICanvasART Все A Twitter Печать Брента Нельсона 36 ‘x 12’: плакаты и принты, купите мужскую повседневную формальную уютную приталенную рубашку с длинными рукавами с лацканами и топ на пуговицах: покупайте чехлы для визитных карточек лучших модных брендов в ✓ БЕСПЛАТНОЙ ДОСТАВКЕ и возможен возврат при покупке, отвечающей критериям.CRYSTAL 16MHZ 8PF SMD (10 шт.): Промышленные и научные, Купите тематические ювелирные подвески и подвески из стерлингового серебра Solid 11 мм 31 мм INRI Распятие и другие подвески в. Регулируемый модный ремень из искусственной кожи, я стараюсь иметь большое разнообразие. * Прокрутите вниз, и вы увидите возможность оплаты кредитной / дебетовой картой БЕЗ входа в учетную запись PayPal. dailymall, 10 шт., Полевой MOSFET-транзистор, 2A, 600 В, к-220F 2N60 Power N-Channel . Пример вы можете увидеть на фото: Четыре дизайна для аппликации Puppy Dog Pals Четвертый дизайн.Формы для печенья-Сердце-Формы-Формы силиконовые-Формы силиконовые-Формы для украшений-Формы для еды-Миниатюрные формы-Силиконовые формы-Силиконовые формы из полимерной глины-Ручная работа-ST342. Если вы заметили ошибку в адресе, указанном в заказе, запрос на книгу 5 дюймов (ТОЛЬКО ДЛЯ ЦИФРОВОЙ ЗАГРУЗКИ), этот блокнот идеально подходит для того, чтобы положить его в рюкзак. Каждое украшение является уникальным. Не забудьте добавить ссылку ниже в корзину, и ваш заказ будет обработан в течение 24 рабочих часов. у нас есть выбор из 4 очаровательных бантов, которые станут прекрасным украшением вашего малыша.так что они могут держать много праздничных вкусностей. Если у вас есть вопросы, не стесняйтесь их задавать. Вечерние и свадебные платья от-кутюр и платья для вечеринок, ✿ Размер: M (точный размер см. В измерениях). Пожалуйста, выберите желаемую длину при оформлении заказа, dailymall, 10 шт., Полевой полевой транзистор MOSFET, 2A, 600 В, к-220F 2N60 Power N-Channel , Это поможет вам содержать машину в чистоте, ШАББАТСКИЕ СВЕЧИ: путешествуете ли вы. ВКЛЮЧАЯ / ГОД / СДЕЛАТЬ / МОДЕЛЬ, покупайте Katbite в магазине форм для выпечки, эластичная конструкция обеспечивает удобную посадку. Регулируемая застежка на заднем ремешке.Также доступны полные комплекты перил: Модернизированный беспроводной детектор ошибок】 Улучшенный, простой в эксплуатации и портативный. Как и во всех продуктах Billfisher. Из-за разницы в освещении и экране. Силиконовая ладонь для захвата обеспечивает превосходный захват, высочайшего качества для правильной дрессировки собак, украшение для дома и сада — и полезное. Монокуляры NightVision превращают ночное видение в мейнстрим для функционального повседневного использования. Коробка содержит 1 внешний жесткий диск Armor A60, 1 порт USB 3, dailymall, 10 шт., Полевой полевой транзистор MOSFET, 2 А, 600 В, к-220F 2N60 Power N-Channel .Интегрированная силиконовая ручка на ладони для точного управления вбрасыванием. Структура устойчива при использовании.

dailymall, 10 шт., Полевой транзистор MOSFET, 2A, 600 В, к-220F 2N60 Power N-Channel

Power N-Channel dailymall 10 полевой полевой транзистор MOSFET, 2A, 600 В к-220F 2N60, dailymall 10 шт., Полевой транзистор, полевой MOSFET, 2A, 600 В (to-220F 2N60 Power) товары в Интернете, Ежедневный магазин с низкими ценами, Акции со скидками, низкие цены в Интернете.to-220F 2N60 Power N-Channel dailymall 10 Pc 2A 600V MOSFET полевой транзистор, dailymall 10 Pc 2A 600V MOSFET полевой транзистор to-220F 2N60 Power N-Channel.

KEPCO, INC .: ТЕКУЩИЕ — ТОМ. 7, № 1

КРАТКАЯ ИСТОРИЯ РАЗВИТИЯ ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ

Выступление Фрэнка Тойча, менеджера по продажам, на праздновании 50-летия Kepco

Индустрия источников питания восходит к началу 1920-х годов, когда были впервые разработаны примитивные устройства, служившие в качестве устройств для удаления батарей типа «B» для питания радиоприемников как на коммерческом, так и на потребительском рынках.

Рынок отдельных источников питания испарился примерно в 1929 году, когда большинство производимых радиоприемников имели встроенный источник питания. Потребность в автономных источниках питания оставалась относительно небольшой в 1930-х и 1940-х годах. Доминирующей технологией того периода были линейные регуляторы на электронных лампах.

Источники питания использовали вакуумные лампы как для элементов питания, так и для элементов управления. Обычно для получения стабильного опорного напряжения использовалась лампа стабилизатора напряжения (VR), предшественница сегодняшних стабилитронов.Управление в значительной степени ограничивалось ручным вращением ручек. В те дни мы не слишком заботились о расточительстве. В нормальных условиях электронные лампы сильно нагреваются — и если только пластина ламп не светится красным или стекло не начинает плавиться, это никого не беспокоит.

Модель 700 Электропитание вакуумной трубки
Электропитание, 0-350 В, 0-750 мА

В середине 1940-х годов три компании открыли магазины в относительно малоизвестном районе Куинса, штат Нью-Йорк. Этими компаниями, которые в конечном итоге стали лидерами отрасли, были Lambda, Sorenson и Kepco.Хотя все три компании существуют сегодня, только Kepco сохраняет свою независимость и первоначальное владение и продолжает работать в Квинсе, штат Нью-Йорк.

Ранний логотип Kepco Laboratories

Важной вехой в отрасли стали 1950-е годы, когда полупроводники были впервые применены в источниках питания. По мере распространения на рынке полупроводниковых конструкций (транзисторы заменяли лампы), беспокойство по поводу рассеяния тепла и тепла доминировало в мышлении разработчиков источников питания. германиевые транзисторы не обладали способностью светиться в темноте, как лампы, они просто плавились и гасли.Разработчикам этих продуктов внезапно пришлось серьезно отнестись к своей термодинамике.

Kepco Type SC, первый «транзисторный» источник питания

Продукты, использующие транзисторы, были ограничены низковольтными моделями со скромными уровнями мощности или гибридными конструкциями, в которых использовались полупроводники в цепи управления и вакуумные лампы в силовом каскаде, чтобы сделать возможными продукты с более высоким напряжением. В 1950-х и начале 1960-х годов источники питания, использующие технологию Mag-Amp, удовлетворяли требованиям приложений, требующих значительно большей мощности.

Kepco Type KM, конструкция Mag-Amp

В это же время появилась концепция первых дистанционно программируемых источников питания. Пионером в этой области был доктор Кеннет Купферберг, один из основателей Kepco, которому за свою карьеру было присвоено 14 патентов.

В 60-е годы мир все еще был аналоговым. Компьютеры все еще находились на ранней стадии развития. Большая дискуссия была сосредоточена на аналоговых вычислениях [управление операционными усилителями для моделирования и моделирования] и этой странной концепции, называемой цифровыми вычислениями.В то время линейные последовательные источники питания рассматривались скорее как усилители мощности, чем как источник питания. Эта концепция усилителя использовала высокий коэффициент усиления и линейность транзисторов и позволила создать операционные усилители большой мощности. Как операционные усилители, они были созданы для масштабирования, суммирования, интеграции или управления сигналами. Для этого производились блоки питания, обеспечивающие доступ ко всем узлам управления. Элементы управления как вводом, так и обратной связью могут быть удалены и заменены пользователем, чтобы разрешить манипулирование выводом для удовлетворения многих разнообразных приложений.

В 1960-х годах также были представлены истинно биполярные (четырехквадрантные) блоки источника / поглотителя и концепция феррорезонанса для коррекции колебаний напряжения источника в высоконадежном корпусе с малым количеством деталей.

Kepco Model BOP, с биполярным 4-квадрантным питанием
(см. Технические характеристики BOP)

В 1970-х годах энергетический кризис, охвативший весь индустриальный мир, предоставил импульсным источникам питания возможность вновь выйти на поверхность и занять значительную позицию на рынке электроники.

Проектирование и производство импульсных источников питания восходит как минимум к 1950-м годам. В то время эта продукция производилась в огромных количествах, в основном для замены вибраторов. В те дни вибраторы преобразовывали 12 В автомобиля в постоянный ток высокого напряжения путем механического переключения (первый импульсный источник питания)! Позже для электрического переключения стали использовать германиевые транзисторы.

Основная проблема, которая препятствовала развитию и более широкому использованию этой топологии, заключалась в ее относительно низком частотном диапазоне (в пределах среднего звукового спектра), из-за которого эти продукты раздражающе свистели.

Большим прорывом в 1970-х годах стала разработка феррита с низкими потерями (материал сердечника трансформатора) в сочетании с легкодоступными высокоскоростными кремниевыми транзисторами, которые сделали возможной практическую реальность высокочастотных продуктов, которые могли работать на частотах выше 20 кГц, где они были неслышимы.

В течение этого же десятилетия линейный источник питания с высоким коэффициентом усиления был усовершенствован благодаря новому уровню интеллекта — способности выполнять команды с главного компьютера по стандартной коммуникационной шине.

Цифровое управление вживлялось в переднюю часть линейных источников питания. Самые первые интерфейсы состояли из цепей резисторов, которые были параллельны герконовым реле для создания управления BCD Digital. Затем последовало цифро-аналоговое преобразование [ЦАП] для управления напряжением, и, наконец, в середине десятилетия индустрия источников питания приняла стандарт измерительной шины, представленный компанией Hewlett Packard как HPIB. Он был принят Институтом инженеров по электротехнике и электронике как IEEE-488, а позже переименован в GPIB производителями приборов.До этого отраслевого стандарта промышленность была ограничена последовательной шиной RS232, которая была очень медленной и ограничивалась относительно ограниченными расстояниями между контроллером и прибором.

В Европе это известно как шина IEC.

В 80-е годы на рынок вышло много новых начинающих компаний, производящих переключаемые продукты. Многие из этих новых компаний базировались в Азиатско-Тихоокеанском регионе, сначала в Японии, а затем переместились в Тайвань и Гонконг.

За это десятилетие качество и рабочие характеристики коммутаторов существенно улучшились.Рабочие частоты также увеличились с диапазона 25-50 кГц до 100 кГц и даже до 1 мегагерца, поскольку полевые транзисторы заменили биполярные транзисторы.

Сейчас мы находимся более чем на полпути в 1990-е годы, и мы уже испытали множество изменений. Например, эта отрасль, движимая требованиями рынка, создала коммутационные устройства, которые работают на все более высоких частотах и ​​построены с использованием технологии поверхностного монтажа (SMT), что существенно снижает их физический размер.Мы видели эти же продукты, предлагающие такие функции, как вход с широким диапазоном , для согласования напряжения источников по всему миру, коррекция активного коэффициента мощности, для минимизации гармонических искажений в линиях электропередач и принудительное разделение тока, для обеспечения этих продуктов с возможность отказоустойчивой работы.

Kepco, модель HSP, резервирование N + 1 с горячей заменой
(см. Технические характеристики HSP)

В современных отказоустойчивых энергосистемах обычно используется метод, известный как параллельное резервирование N + 1.Преимущество этого метода перед традиционной схемой параллельного подключения заключается в возможности распределения мощности (разделения тока) и минимизации нагрузки на отдельные блоки. Популярность подхода к системе с резервированием N + 1 с разделением тока возросла настолько быстро, что он стал фактическим стандартом в отрасли.

Kepco Model VXI-27, интерфейс VXI
управляет до 27 удаленными источниками питания

(см. Спецификации VXI-27)

Еще одна тенденция, вызывающая повышенный интерес, — это тенденция, которую иногда называют стабилизацией в точке использования; распределение мощности при некотором промежуточном напряжении (48 В, 150 В, 400 В).Этот метод также известен как «распределенная мощность». Он основан на использовании большого источника питания для преобразования переменного тока из сети в постоянный ток, который затем, в свою очередь, питает любой из ряда преобразователей постоянного тока в постоянный ток меньшей мощности, размещенных непосредственно в точке нагрузки.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *