Падение напряжения на транзисторе: Эта страница ещё не существует — БилдоМан

Содержание

ЕДИНИЧНЫЕ IGBT

Наиболее популярными ключевыми элементами до середины 80-х г.г., являлись MOSFET транзисторы, но в связи с малым напряжением стока, имели ограниченную область применения. Для повышения коммутируемого напряжения возникла идея объединить между собой два прибора в одном корпусе — низковольтный полевой транзистор (малый ток управления) и мощный биполярный (большие коммутируемые токи и напряжения). Реализация идеи не заставила себя долго ждать и в начале 90-х г.г. в каталогах ряда фирм (среди которых одной из первых была фирма «International Rectifier») появились транзисторы IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistors)

Обозначается этот тип транзисторов следующим образом:

Где
G — затвор (управление),
E — эмиттер и
C — коллектор
— назначение этих выводов аналогично биполярным транзисторам, таким образом, IGBT представляет собой высоковольтный биполярный транзистор, управляемый от сравнительно низковольтного МОП транзистора.

Также для сокращения числа внешних компонентов, в транзистор может быть встроен мощный высокочастотный демпферный диод (обычно подключен: эмиттер транзистора — анод диода, коллектор транзистора — катод диода)

Отличительные черты:

IGBT имеет отличные временные характеристики переключения, но несколько уступает MOSFET в быстродействии. Однако область безопасной работы IGBT позволяет, без применения дополнительных цепей формирования траектории переключения, успешно обеспечить его надeжную работу на частотах до 40 кГц (в резонансном режиме возможна работа с частотами более 200 кГц) при номинальных токах в десятки ампер.

Прямое падение напряжения на транзисторе в полностью открытом состоянии при коммутируемом напряжении 600-1200 В составляет 1,4- 3,1 В (как у биполярных транзисторов), что является значительно лучшим показателем, чем у силовых MOSFET (с таким же коммутируемым напряжением).

Основным применением данных устройств являются цепи коммутации высокого напряжения (600.

..1200 В) и тока (13…70 А) — мощные импульсные источники питания, электропривод, преобразователи энергии и т.д.

Основные параметры:

Uкэ.макс. — Mаксимальное напряжение коллектор-эмиттер
Iк.макс. — Mаксимальный продолжительный ток коллектора при температуре кристалла 25 °С, при повышении температуры до 100 °С этот ток падает в ~2 раза, при работе в импульсном режиме — повышается в ~2-4 раза в зависимости от модели и длительности импульса
Pк. макс. — Максимальная рассеиваемая коллектором мощность при температуре кристалла 25 °С, при повышении температуры до 100 °С значение мощности падает в ~2,5 раза
Uнас.кэ. — Типовое падение напряжения на переходе коллектор-эмиттер в полностью открытом состоянии

tзад.выкл. — Максимальное время задержки на выключение транзистора — время которое пройдет от момента, при выключении, когда напряжение управления спадет до 90% от номинала, до момента когда ток коллектора также спадет до 90% от номинального
tвыкл. — Максимальное время выключения — время необходимое транзистору (после выдержки tзад.выкл) для уменьшения тока коллектора с 90% до 10% от номинального

Наименование	Uкэ макс, В	Iк макс, А	Pк макс., Вт	Uнас.кэ, В	tзад.выкл, нс	tзад.вкл, нс
В корпусе TO-220
IRG4BC20U	600	13	60	1,85	130	180
IRG4BC20UD*	600	13	60	1,85	140	170
IRG4BC30F	600	31	100	1,59	300	270
IRG4BC30FD*	600	31	100	1,59	350	230
IRG4BC30K	600	28	100	2,21	200	170
IRG4BC30S	600	34	100	1,4	810	590
IRG4BC30U	600	23	100	1,95	120	150
IRG4BC30UD*	600	23	100	1,95	140	130
IRG4BC30W	600	23	100	2,7	150	100
IRG4BC40F	600	49	160	2	410	420
IRG4BC40U	600	40	160	1,72	175	180
BUP212	1200	22	125	2,5	570	120
BUP213	1200	32	200	2,7	530	95
В корпусе TO-247
IRG4PC30KD*	600	28	100	2,21	250	120
IRG4PC30UD*	600	23	100	1,95	140	130
IRG4PC30W	600	23	100	2,7	150	100
IRG4PC40KD*	600	42	160	2,1	160	150
IRG4PC40U	600	40	160	1,72	175	180
IRG4PC50FD*	600	70	200	1,45	360	210
IRG4PC50K	600	52	200	1,84	240	120
IRG4PC50KD*	600	52	200	1,84	220	140
IRG4PC50U	600	55	200	1,65	260	130
IRG4PC50UD*	600	55	200	1,65	230	110
IRG4PC50W	600	55	200	2,3	86	180
IRG4PF50W	900	51	200	2,25	170	220
IRG4Ph40K	1200	20	100	3,1	300	170
IRG4Ph50KD*	1200	30	160	2,74	140	330
IRG4Ph50U	1200	41	160	2,43	330	270
IRG4PH50K	1200	45	200	2,77	300	190
IRG4PH50UD*	1200	45	200	2,78	170	260
IRG4PSC71UD*	600	85	350	1,67	368	167
IRGPS40B120UD*	1200	80	595	3,12	365	33
IXGh22N100A	1000	24	100	4	850	500
IXGh38N30B	300	56	150	2,1	50	55
IXGH50N60B	600	75	300	2,5	200	150
В корпусе TO-218
BUP313	1200	32	200	2,7	530	95
BUP314	1200	52	300	2,7	560	60

*Встроенный демпфирующий диод

Наименование
К продаже
Цена от

К продаже:

175 шт.

К продаже:

303 шт.

К продаже:

12 шт.

К продаже:

41 шт.

К продаже:

88 шт.

К продаже:

151 шт.

К продаже:

385 шт.

К продаже:

21 шт.

К продаже:

1 шт.

К продаже:

110 шт.

К продаже:

254 шт.

К продаже:

2 шт.

К продаже:

124 шт.

К продаже:

21 шт.

К продаже:

720 шт.

Цена от:

1 040,34₽

К продаже:

1 шт.

К продаже:

564 шт.

К продаже:

976 шт.

К продаже:

6 шт.

К продаже:

310 шт.

К продаже:

251 шт.

К продаже:

116 шт.

К продаже:

28 шт.

К продаже:

48 шт.

К продаже:

16 шт.

К продаже:

39 шт.

К продаже:

31 шт.

К продаже:

48 шт.

К продаже:

96 шт.

К продаже:

220 шт.

Методы улучшения работы при малой разнице напряжений с помощью устройств ТРS54240 и TPS54260

Введение

Устройства TPS54240 и TPS54260 представляют собой несинхронные понижающие преобразователи с напряжением до 42 В (и 60 В) со встроенным МОП-транзистором N-типа на стороне высокого напряжения. Малое падение напряжения существенно тогда, когда входное напряжение приближается к уровню номинального выходного напряжения. В этих преобразователях применяется цепь компенсационной обратной связи для заряда конденсатора, включаемого между контактами разъёма BOOT и PH для обеспечения напряжения открывания затвора полевого транзистора на стороне высокого напряжения. Для улучшения характеристик при малом падении напряжения данное семейство устройств спроектировано для работы при 100% скважности, пока напряжение между контактами разъёма ВООТ и РН выше 2,1 В. Когда же напряжение между контактами ВООТ и РН становится ниже 2,1 В, для защиты полевого транзистора контур блокировки питания при пониженном напряжении (UVLO) отключает этот МОП-транзистор, поскольку напряжение питания затвора становится недостаточным. При этом диод на стороне низкого напряжения начинает проводить ток, переключая контакт РН на землю и разряжая конденсатор ВООТ. Будьте внимательны в случаях длительного периода таких интенсивных рабочих циклов как с нагрузками, так и без них. В этих условиях тока индуктора может оказаться недостаточно для включения диода стороны низкого напряжения и для переключения вывода РН на землю на время, достаточное для разрядки конденсатора BOOT. В результате МОП-транзистор преобразователя остановит процесс переключения из-за того, что напряжение цепи блокировки питания при пониженном напряжении (UVLO) для ВООТ будет ниже 2,1 В. Это происходит только в условиях малого падения напряжения и низких нагрузок.

В данном исследовании по практическому применению рассматривается работа с малым падением напряжения при низких нагрузках и представляются два основных решения и четыре дополнительных решения для повышения рабочих характеристик. Для оценки преимуществ и недостатков каждого решения применяются устройства TI TPS54260 и TPS54260EVM-597. Эти решения могут применяться для устройств TPS54040A, TPS54060A, TPS54140A и TPS54160A.

Работа TPS54260 с малым падением напряжения

Плата TPS54260EVM-597 представляет собой модель для оценки устройства TPS54260 с выходным напряжением 3,3 В, как это описано в [2]. Переключающим элементом на стороне низкого напряжения является внешний ограничивающий диод D1. Для исследования малого падения напряжения необходимо произвести несколько модификаций:

Переместите сопротивления R1 и R2 на плавающий контакт EN. Внутренний Pull-Up резистор установит внутреннее напряжение контура блокировки питания при пониженном напряжении (UVLO) равным 2,5 В.
Для установки выходного напряжения равным 5 В переключите R6 на 53,6 кОм.

В результате плата сможет работать при низких входных напряжениях без отключения устройства из-за внешнего резисторного делителя на выводе EN, вследствие чего может быть оценена работа с малым падением напряжения. Плата считается первичным преобразователем. Поскольку устройство TPS54260 является несинхронным, оно работает как в режиме непрерывной токопроводимости (РНТП/CCM), так и в режиме дискретной токопроводимости (РДТП/DCM) в зависимости от выходного тока нагрузки. Схема включения TPS54260, применяемая для тестирования, показана на рисунке 1. Формы колебаний сигналов BOOT и PH показаны на рисунке 2 для входного напряжения 8 В и нагрузки 2 А.

Рисунок 1. Принципиальная схема преобразователя

Рисунок 2. Форма сигналов на выводах BOOT и PH

Работа в режиме дискретной токопроводимости (РДТП / DCM)

Уменьшение тока нагрузки на выходе переводит силовой каскад в работу в РДТП. На рисунках 3-5 представлены формы колебаний сигнала коммутационного узла (вывод PH) в этом состоянии. Обратите внимание на то, что при работе в РДТП существуют три специфических состояния во время каждого периода коммутации. Первое состояние — это состояние ВКЛЮЧЕНО (ON), когда МОП-транзистор включён (открыт), а ограничивающий диод D1 выключен. Состояние ВЫКЛЮЧЕНО (OFF), когда МОП-транзистор выключен (закрыт), а диод D1 включён. Состояние БЕЗ НАГРУЗКИ (IDLE), когда и МОП-транзистор, и диод D1 выключены. Без учёта падения напряжения на МОП-транзисторе и на ограничивающем диоде, напряжение на выводе РН равно входному напряжению в состоянии ВКЛЮЧЕНО и равно нулю в состоянии ВЫКЛЮЧЕНО. В цикле переключения также имеется состояние БЕЗ НАГРУЗКИ, в котором и МОП-транзистор, и диод D1 выключены. Ток в индукторе равен нулю, а напряжение на узле РН должно быть равно выходному напряжению. В действительности форма колебаний сигнала на РН изменяется из-за того, что выходной индуктор и ёмкость перехода каждого ограничивающего диода образуют резонансную LC-цепь.

Рисунок 3. Форма колебаний сигнала PH в РДТП, V_IN = 8 В, I_OUT = 100 мА

Рисунок 4. Форма колебаний сигнала PH в РДТП, V_IN = 8 В, I_OUT = 200 мА

Рисунок 5. Форма колебаний сигнала PH в РДТП, V_IN = 12 В, I_OUT = 100 мА

На рисунках 3-5 представлены колебания сигнала на выводе PH, показанного на рисунке 1 для различных входных напряжений и нагрузок. Рисунок 3: V_IN = 8 В, I_OUT = 100 мА; рисунок 4: V_IN = 8 В, I_OUT = 200 мА; рисунок 5: V_IN = 12 В, I_OUT = 100 мА. Сравните рисунок 3 с рисунками 4 и 5. Вы увидите, что продолжительность состояния ВЫКЛЮЧЕНО короче, когда входное напряжение ниже, а нагрузка выше. Рисунок 3: t_off = 640 нс; рисунок 4: t_off = 940 нс; рисунок 5: t_off = 840 нс. При отсутствии нагрузки продолжительность состояния ВЫКЛ. минимальна.

Работа с малой разностью напряжений при низкой нагрузке

При отсутствии нагрузки и минимальном входном напряжении продолжительность состояния ВЫКЛ. будет наименьшей, в соответствии с результатами, показанными в разделе «Работа в режиме дискретной токопроводимости (РДТП / DCM)». Не всегда оказывается достаточно времени для зарядки конденсатора ВООТ, чтобы его напряжение было выше порога 2,1 В в состоянии ВЫКЛ. Как было показано выше, при увеличении нагрузки продолжительность состояния ВЫКЛ. увеличивается. Однако этого времени по-прежнему может не хватать, если нагрузка недостаточно высока. При этом условии, если не учитывать резонансные колебания в состоянии БЕЗ НАГРУЗКИ, напряжение на выводе РН равняется выходному напряжению. Если входное напряжение на 2,1 В выше выходного напряжения, конденсатор ВООТ может быть заряжен в состоянии БЕЗ НАГРУЗКИ до 2,1 В. Если входное напряжение ниже значения «выходное напряжение плюс 2,1 В», конденсатор ВООТ не может быть полностью заряжен, и напряжение между ВООТ и РН падает ниже 2,1 В, а при этом сторона высокого напряжения выключается. В этом режиме работы регулировка (стабильность) выходного напряжения ухудшается. На рисунке 6 показана работа при входном напряжении 6 В и низкой нагрузке на выходе. Напряжение V_BOOT — V_PH не может оставаться выше 2,1 В, и пилообразные пульсации сигнала напряжения будут составлять примерно 2,1 В. При снижении входного напряжения ниже номинального напряжения 12 В без нагрузки эти колебания на выходе возникают при определённом входном напряжении. Это напряжение определяется как начальное напряжение. Если входное напряжение снова увеличится, преобразователь вернётся обратно к нормальной работе. Этот уровень напряжения определяется как напряжение восстановления. Между начальным напряжением и напряжением восстановления существует запаздывание (гистерезис). Начальное напряжение и напряжение восстановления рассматриваемого преобразователя на рисунке 1 составляют 7,7 и 8 В соответственно.

Рисунок 6. Форма сигналов при питании схемы с малым перепадом напряжения

Если преобразователь работает в РНТП (ССМ), напряжение РН подключается к земле на время, пока ключ верхнего плеча выключен, благодаря чему конденсатор ВООТ заряжается полностью. В результате для РНТП данной проблемы нестабильности не существует. Однако при работе в области 100% скважности, при включении цепи блокировки питания при пониженном напряжении (ULVO) происходит провал выходного напряжения для ВООТ. МОП-транзистор верхнего плеча выключается, а конденсатор на выходе должен обеспечивать нагрузку в течение всего этого времени (смотрите рисунок 7).

Рисунок 7. Имитация нагрузки с напряжением на выходе 5 В

Эта ситуация интересна потому, что при низкой нагрузке преобразователь переходит в экономичный режим Eco-mode™ для уменьшения потерь энергии. В этом режиме устройство прекращает нормальную коммутацию на некоторый период времени, генерируя лишь редкие всплески импульсов переключения, чтобы поддерживать выходное напряжение. При переключении МОП-транзистора конденсатор ВООТ заряжается до определённого уровня — выше чем 2,1 В, после чего преобразователь переходит в спящий режим с остановкой коммутации. Конденсатор медленно разряжается за счёт внутреннего сопротивления вывода ВООТ, и напряжение ВООТ постепенно снижается. Когда напряжение становится ниже 2,1 В, цепь блокировки питания при пониженном напряжении (UVLO) блокирует коммутацию до тех пор, пока V_IN — V_OUT не превысит 2,1 В. После этого конденсатор ВООТ вновь будет заряжен до нужного уровня, и начнётся следующий цикл данной операции.

Чем больше нагрузка, тем дольше сохраняется нестабильность; это объясняется необходимостью большей зарядки в состоянии ВЫКЛ. при более высокой нагрузке, что приводит к более медленному снижению напряжения ВООТ. При достаточном значении имитационной нагрузки преобразователь входит в работу в режиме фиксированной частоты (current mode). В этот момент проблема низкого уровня электропитания перестаёт существовать и функция экономичного режима Есо-mode™ отключается.

Основные решения

В соответствии с приведённым выше описанием, существуют два основных способа решения проблемы работы с малым перепадом напряжения. Как показано на рисунке 1, решение «A» касается имитации нагрузки на выходе. Решение «В» касается внешнего напряжения в точке ВООТ через диод. Решение «А» увеличивает продолжительность состояния ВЫКЛ., чтобы конденсатор ВООТ мог зарядиться до 2,1 В. Решение «В» увеличивает напряжение непосредственно в точке ВООТ для обеспечения необходимого напряжения на конденсаторе ВООТ.

Решение с имитацией нагрузки

Когда значение входного напряжения приближается к значению напряжения на выходе, требуется более высокая нагрузка для поддержания состояния ВКЛ. достаточно долго. Если применяется имитация нагрузки, пользователь может увидеть, что преобразователь выполняет регулировку в течение более длительного времени, прежде чем сигнал на выходе уменьшится. После этого сразу же произойдёт восстановление регулировки в следующем цикле работы. Продолжительность периода регулировки может составлять несколько минут, в зависимости от размера имитационной нагрузки и соотношения выход/вход, с последующим коротким временем восстановления.

На рисунке 7 показаны значения имитационных нагрузок для различных входных напряжений, когда напряжение на выходе равно 5 В. Минимальная нагрузка выбирается таким образом, чтобы обеспечивалась хотя бы одна минута регулировки вслед за мгновенным восстановлением после прерывания электропитания. Также на рисунке показаны соответствующие значения имитационных резисторов.

Для напряжения 3,3 В, помимо переключения R6 обратно на 31,6 кОм, корпорация Texas Instruments рекомендует добавлять на входе сглаживающий конденсатор 220 мкФ для обеспечения стабильности входного напряжения. Когда значение входного напряжения приблизится к минимально допустимому значению для устройства TPS54260 (3,5 В), шум и импульсы на входе при коммутации могут вызвать отключение регулятора. На рисунке 8 показана имитационная нагрузка, необходимая для соответствующего сопротивления, необходимого для поддержания выходного напряжения 3,3 В при регулировании хотя бы в течение одной минуты.

Рисунок 8. Имитация нагрузки с напряжением на выходе 3,3 В

Внешнее напряжение на ВООТ

При подаче напряжения на вывод ВООТ, которое на 2,1 В выше выходного напряжения, на выходе будет осуществляться нормальная регулировка. Источник низкого напряжения позволит производить зарядку конденсатора ВООТ, пока этот источник будет стабилен, он и будет обеспечивать достаточную мощность в нагрузке и быструю реакцию на колебания нагрузки. Ток от внешних источников напряжения подключён параллельно с внутренним регулятором ВООТ. На рисунке 9 показано минимальное необходимое напряжение в точке ВООТ для различных входных напряжений при отсутствии нагрузки, когда напряжение на выходе составляет 5 В и 3,3 В.

Если в системе имеется другое напряжение, оно может использоваться в устройствах семейства TPS54260 для улучшения регулировки при малом перепаде напряжения. Как показано на рисунке 9, внешнего напряжения 6 В достаточно для поддержания конвертера с выходным напряжением 3,3 В в состоянии регулировки при любом входном напряжении. Для конвертера напряжением 5 В аналогичный вывод справедлив для дополнительного внешнего напряжения 7,5 В.

Рисунок 9. Необходимое внешнее напряжение на выводе ВООТ

Дополнительные решения

Базовые решения предлагают две идеи о том, как улучшить работу с малым падением напряжения:

Повышение уровня напряжения на выводе ВООТ или повышение тока заряда конденсатора ВООТ.
Подключение вывода РН к земле при выключенном МОП-транзисторе.

В документе SLVA444 [3] «Обеспечение постоянного питания затвора при использовании генератора накачки заряда» представлена схема на основании решения (1). В данном исследовании представлены 4 дополнительных решения:

Диод, включённый между входом и ВООТ.
Диод, включённый между выходом и ВООТ.
Генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ.
Диод и резистор на выводе РН.

На рисунках 10 и 11 показаны принципиальные схемы этих решений для выходного напряжения 5 В.

Рисунок 10. Решения (1), (2) и (3)

Рисунок 11. Решение (4)

Первые три дополнительных решения работают за счёт подачи дополнительного напряжения на вывод ВООТ для поддержки зарядки конденсатора ВООТ. Четвёртое решение работает за счёт переключения напряжения РН на землю с дополнительным резистором, что позволяет конденсатору ВООТ заряжаться в состоянии БЕЗ НАГРУЗКИ. Для того чтобы ток не утекал в землю через добавленный резистор, необходимо установить диод. В состоянии ВКЛ. напряжение РН равно входному напряжению, и ток подтягивающего резистора равен V_IN/R (входному напряжению, деленному на сопротивление). Это решение было протестировано с использованием сопротивления 39 кОм. Обратите внимание на рассеиваемую мощность в резисторе при максимальном входном напряжении, равную I²×R.

Начальное напряжение и напряжение восстановления

Определения начального напряжения и напряжения восстановления приведены в разделе «Работа с малой разностью напряжений при низкой нагрузке». В таблицах 1 и 2 приведены значения начального напряжения и напряжения восстановления для четырёх дополнительных решений в сравнении с первичным преобразователем, показанным на рисунке 1 для выходных напряжений 3,3 и 5 В. Ограничения максимальных входных напряжений, указанные в таблицах 1 и 2, рассмотрены в разделе «Диапазон напряжений на входе и на выходе».

Таблица 1. Начальное напряжение и напряжение восстановления при V_OUT = 3,3 В

Решения	Начальное напряжение, В	Напряжение восстановления, В	Максимальное входное напряжение V_IN, В
(1) Диод, включённый между входом и ВООТ	4,1	4,2	8
(2) Диод, включённый между выходом и ВООТ	4,2	5	60
(3) Генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ	4,2	5	60
(4) Диод и резистор на первичном преобразователе PH	4,3	4,4	60
Исходная схема конвертера	4,9	5	60

Таблица 2. Начальное напряжение и напряжение восстановления при V_OUT = 5 В

Решения	Начальное напряжение, В	Напряжение восстановления, В	Максимальное входное напряжение V_IN, В
(1) Диод, включённый между входом и ВООТ	5,9	6	8
(2) Диод, включённый между выходом и ВООТ	6,7	7,9	60
(3) Генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ	6,3	7,8	60
(4) Диод и резистор на первичном преобразователе PH	5,8	7,5	60
Исходная схема конвертера	7,7	8	60

Ниже приводятся некоторые первоначальные выводы на основании данных таблиц 1 и 2. Гистерезис (разность) между начальным напряжением и напряжением восстановления гораздо меньше для выходного напряжения 3,3 В, чем для напряжения 5 В. Начальные напряжения для этих решений для напряжения 3,3 В также близки. Для напряжения 5 В решения (1) и (4) дают самые низкие входные напряжения. Решение (3) с генератором накачки заряда позволяет улучшить работу при низком перепаде напряжения в сравнении с решением (2) с установкой диода между выходом и ВООТ, но для него требуется установка двух дополнительных компонентов. Из всех решений гистерезис решения (1) наименьший.

Диапазон напряжений на входе и на выходе

Обычно устройство TPS54260 устанавливает напряжение BOOT равным 6,5 В для зарядки конденсатора ВООТ, как показано на рисунке 2. Если входное напряжение меньше 6,5 В, напряжение заряда будет приблизительно равняться входному напряжению. В решениях (1), (2) и (3) на ВООТ подаётся внешнее напряжение, которое может увеличить напряжение заряда. Абсолютно максимальное значение разности напряжений между ВООТ и РН составляет 8 В. Для решения (1) напряжение ВООТ приблизительно равно входному напряжению в состоянии ВЫКЛ. В результате, если входное напряжение равно 8 В, конденсатор ВООТ может быть заряжен до 8 В. Если входное напряжение выше 8 В, напряжение конденсатора ВООТ будет выше 8 В и будет превышать абсолютное максимальное значение. Это ограничивает входное напряжение максимально до 8 В. На рисунке 12 показан рабочий статус для решения (1), когда входное напряжение V_IN = 8 В, а измеренное напряжение между V_BOOT и V_PH составляет 8 В.

Рисунок 12. Рабочая форма сигнала для решения (1)

В решениях (2) и (3) диод соединяет выход и ВООТ. Напряжение ВООТ в этом случае может нагружать выходное напряжение. Если напряжение на выходе выше 8 В, разница напряжений V_BOOT и V_PH будет превышать абсолютное максимальное значение.

В решении (4) напряжение на ВООТ не подаётся, поэтому ограничений для входного и выходного напряжений нет.

Эффективность (КПД)

На рисунке 13 показана эффективность для четырёх дополнительных решений относительно исходного преобразователя при V_IN = 8 В, а на рисунке 14 показана эффективность без решения (1), когда V_IN = 12 В, поскольку решение (1) не работает для входного напряжения свыше 8 В, как это описано в разделе «Диапазон напряжений на входе и на выходе».

Рисунок 13. КПД при входном напряжении 8 В

Рисунок 14. КПД при входном напряжении 12 В

Основным выводом, который может быть сделан на основании полученных результатов, является то, что для решения с диодом и резистором на РН эффективность (КПД) оказывается ниже. Низкая эффективность может быть вызвана диодом, добавленным последовательно к выходному току. Здесь происходит дополнительная потеря мощности, равная среднеквадратичному значению выходного тока, умноженному на прямое падение напряжения на добавленном диоде.

Реакция на переходные процессы в нагрузке

Тестирование реакции на переходные процессы в нагрузке подтвердило отсутствие значительного ухудшения характеристик. На рисунках 16-20 показаны реакции на изменения нагрузки для дополнительных решений в сравнении с исходным преобразователем. Входное напряжение равно 8 В, а условия нагрузки показаны на рисунке 15. Максимальный выходной ток 2,5 А определяется как 100% нагрузка.

Рисунок 15. Динамическая нагрузка

Все отклонения от номинала в меньшую и большую стороны не превышают 100 мВ, что составляет 4% от выходного напряжения, как показано на рисунках 16-19. Однако на рисунке 20, для диода и резистора на РН, видны более значительные отклонения от номинала.

Рисунок 16. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Решение (1): диод, включённый между входом и ВООТ

Рисунок 17. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Решение (2): диод, включённый между выходом и ВООТ

Рисунок 18. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Решение (3): генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ

Рисунок 19. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Первичный преобразователь

Рисунок 20. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Решение (4): диод и резистор на РН

Заключение

Для улучшения работы устройств TPS54240 и TPS54260 при малом перепаде напряжения рассмотрена работа с малым перепадом при низких нагрузках. Представлены два базовых решения, которые включают (А) имитацию нагрузки на выходе и (В) внешнее напряжение на выводе ВООТ. На рисунках 7-9 показана работа базовых решений. На основании базовых решений представлены 4 дополнительных решения:

Диод, включённый между входом и ВООТ.
Диод, включённый между выходом и ВООТ.
Генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ.
Диод и резистор на РН.

Сравнение дополнительных решений, представленных в разделах выше, описывает их достоинства и недостатки.

Для решения (1) между входом и ВООТ включается диод, несмотря на то, что он обладает наименьшим начальным напряжением и самым небольшим гистерезисом (таблицы 1 и 2) и его максимальное входное напряжение равно всего 8 В (рисунок 12), что в значительной степени ограничивает практическое применение этого решения.

Эффективность решений (1) и (4) ниже эффективности решений (2) и (3) (рисунки 13 и 14). Эффективность (КПД) решений (2) и (3) наиболее близка к эффективности исходного преобразователя.

Если выходное напряжение ниже 8 В, решения (2) и (3) могут использоваться для улучшения работы при малом перепаде напряжения. В соответствии со сравнениями, представленными в разделах «Начальное напряжение и напряжение восстановления», «Диапазон напряжений на входе и на выходе», «Эффективность (КПД)» и «Реакция на переходные процессы в нагрузке», другие характеристики этих двух решений также наиболее близки к характеристикам исходного преобразователя. Корпорация Texas Instruments рекомендует применять решение (2) для улучшения работы с малым перепадом напряжения для выходного напряжения 3,3 В и решение (3) для напряжения 5 В. Эти рекомендации объясняются тем, что начальное напряжение и напряжение восстановления решений (2) и (3) близки друг другу для преобразователя 3,3 В, как указано в таблице 1. Для применения с напряжением 5 В начальное напряжение для решения (3) ниже, чем напряжение для решения (2), как показано в таблице 2, но требуется установка ещё двух внешних компонентов.

Данные решения и выводы также могут применяться для устройств TPS54040A, TPS54060A, TPS54140A и TPS54160A.

Кроме того, более современное семейство несинхронных регуляторов с более высокими токами нагрузки содержит в себе полевой транзистор для зарядки конденсатора ВООТ с целью улучшения работы при малом перепаде напряжения. Это семейство содержит устройства с напряжением до 60 В: TPS54360, TPS54560, TPS54361, TPS54561 и их аналоги с напряжением до 42 В.

Литература

TPS54260 3.5 V to 60 V Input, 2.5 А, Step Down Converter with Eco-mode™ (Понижающий преобразователь с экономичным режимом Eco-mode™), корпорация Texas Instruments (SLVSA86).
TPS54260EVM-597 2.5 А, SWIFT™ Regulator Evaluation Module (Оценочный модуль регулятора SWIFT™ TPS54260EVM-597), корпорация Texas Instruments (SLVU372).
Philip Meyer, John Tucker (Филип Майер, Джон Такер) (2011 г.). Providing Continuous Gate Drive Using a Charge Pump (Обеспечение постоянного управления затвором с помощью генератора накачки заряда), корпорация Texas Instruments (SLVA444).

Линейные и импульсные стабилизаторы контроллеров зарядки Li-ion аккумуляторов.

Одним из обязательных компонентов современных портативных устройств является мало в чем изменившийся за последние годы литиево-ионный аккумулятор, отличающийся наилучшими показателями среди ряда других химических источников электроэнергии, предназначенных для использования в портативных приложениях. Бесспорно, емкость его выросла, существенно улучшены и другие характеристики, что позволило расширить функциональные возможности портативных устройств, однако базовый принцип его работы и алгоритм зарядки мало в чем изменились.
В контроллерах зарядки, созданных на базе линейных регуляторов с разделением путей протекания токов нагрузки и зарядки (PowerPath Technology), в случае небольшого тока нагрузки напряжение VOUT равно почти 5 В (VIN), а напряжение на аккумуляторе VBAT = 3,7 В. При этом линейный регулятор контроллера зарядки используется неэффективно. При большом токе через нагрузку к ней дополнительно подключается аккумулятор и при VIN = 5 В, VOUT = VBAT = 3,7 В (см. рис. 1). В этом случае неэффективно используется проходной транзистор контроллера зарядки. И в первом, и во втором случаях сохраняется величина падения напряжения на элементах регулирования VIN – VOUT = 1,3 В или VOUT – VBAT = 1,3 В, что и приводит к нежелательной потере мощности.

Особенность приведенной на рис. 1 структурной схемы состоит в том, что для подключения аккумулятора к нагрузке используется устройство, выполняющее функции «идеального» (далее — идеального, прим. ред.) диода.

Рис. 1. Упрощенная структурная схема устройства зарядки с разделением путей протекания токов нагрузки и зарядки.

Что же подразумевается под предложенным специалистами компании Linear Technology термином «идеальный» диод? Широко применяемые диоды Шоттки отличаются по сравнению с другими полупроводниковыми диодами малым прямым падением напряжения и высокой скоростью переключения. При использовании этого диода в качестве полупроводникового ключа, например, в схемах автоматического подключения к нагрузке аккумулятора или сетевого адаптера, как правило, применяется простая схема монтажного ИЛИ, основной недостаток которой — сравнительно большое падение напряжения на диоде. При повышении тока нагрузки растут и потери мощности на нем. Решить эту проблему можно с использованием в качестве диода МОП-транзистора. Идея не нова, однако специалисты компании Linear Technology при замене диода на МОП-транзистор предложили также способ определения момента переключения идеального диода в закрытое и открытое состояния. Для этого осуществляется мониторинг падения напряжения между истоком (анодом) и стоком (катодом) транзистора. В рассматриваемом случае — это МОП-транзистор с каналом N-типа. В момент подключения входного напряжения, конечно, если входное напряжение больше выходного, ток через защитный диод транзистора течет в нагрузку. Транзистор открывается, и падение напряжения на нем равно ILOAD∙RDS, где RDS — сопротивление перехода сток-исток. Как правило, это напряжение примерно в десять раз ниже, чем падение напряжения на диоде Шоттки. Если напряжение на аноде ниже, чем на катоде, транзистор закрывается.
Для мониторинга падения напряжения на транзисторе используется специальный усилитель. Проблема заключается в том, как выбрать значение напряжения порога переключения и величину гистерезиса компаратора. Например, если открывать транзистор при падении напряжения 25 мВ, а закрывать при 5 мВ, это может привести к тому, что при малых токах нагрузки ключ просто закроется. Установка порога на уровне –5 мВ приведет к тому, что ток потечет от нагрузки ко входу. Чтобы исключить эти проблемы, падение напряжения между стоком и истоком открытого транзистора поддерживается с помощью специального следящего усилителя на уровне 25 мВ. При росте тока нагрузки повышается также и управляющее напряжение на затворе транзистора, и соответственно, снижается сопротивление открытого канала.

Таким способом падение напряжения на транзисторе поддерживается почти постоянным на уровне 25 мВ. На определенном этапе при увеличении тока падение напряжения на транзисторе начинает расти пропорционально току (ILOAD∙RDSON). На рис. 2 приведены вольт-амперные характеристики диода Шоттки (B530C) и идеального диода. Предложенный метод управления МОП-транзистором позволяет реализовать плавное переключение транзистора и даже при небольших токах нагрузки получить минимальную разницу напряжения между стоком и истоком.

Рис. 2. Вольт-амперные характеристики идеального диода и диода Шоттки.

В микросхеме LTC4358 (Linear Technology) материализована идея создания идеального диода на базе встроенного на кристалл МОП-транзистора с каналом N-типа, имеющего сопротивление (RDSON) открытого канала 0,02 Ом. Напряжение питания ИС составляет 9,0…26,5 В; максимальный ток: 5 А; время отключения транзистора при превышении тока ограничения — 0,5 мкс. Микросхема LTC4358 предназначена для замены диодов в схемах переключения источников питания, к которым подключается нагрузка, построенных на основе схемы монтажного ИЛИ. Графики зависимости мощности, рассеиваемой на идеальном диоде (LTC4358) и на диоде Шоттки типа B530C показаны на рис. 3. Микросхема LTC4358 изготавливается в корпусе 14-DFN и имеет размеры 4×3 мм.
Кроме того, компания Linear Technology предлагает и другие ИС, например, LTC4352/55/57, LTC4411/13/ 16. Микросхемы LTC4352/55/57 и LTC4416, по сути, являются контроллерами идеального диода, и для этой цели используется внешний МОП-транзистор, в микросхемах LTC4411/13 — встроенный.

Миниатюрная ИС LTC4411 предназначена для автоматического переключения нагрузки между сетевым адаптером и аккумулятором в схемах, построенных на основе монтажного ИЛИ. Напряжение входного источника 2,6…5,5 В, ток потребления в статическом режиме не более 40 мкА (при токе нагрузки до 100 мА). Максимальное сопротивление открытого канала встроенного МОП-транзистора с каналом P-типа составляет 0,14 Ом, максимальный прямой ток — 2,6 А, ток утечки — менее 1 мкА. В микросхеме предусмотрена защита от перегрева корпуса. Для подключения ИС LTC4411 не требуются дополнительные внешние компоненты. Микросхема LTC4411 изготавливается в корпусе SOT-23-5.
В контроллерах зарядки LTC4066, LTC4085, построенных на основе линейного регулятора, также реализован идеальный диод. Напряжение питания ИС 4,35…5,50 В. Сопротивление идеального диода, используемого для подключения аккумулятора к нагрузке, при токе 3 А составляет всего 50 мОм. В контроллерах предусмотрена возможность ограничения входного тока на уровне 100 или 500 мА. Микросхемы LTC4066 изготавливаются в корпусе 24-QFN (4×4 мм).

Рис. 3. Графики зависимости мощности, рассеиваемой на ИС LTC4358 и диоде B530C, от протекающего через них тока (а) и схема включения LTC4358 (б).

Микросхемы LTC4088/LTC4098 — контроллеры зарядки литиево-ионных аккумуляторов, обеспечивающие за счет применения в них импульсного регулятора не только высокий КПД, но и реализацию технологии разделения путей протекания токов нагрузки и зарядки, получившую название Switching PowerPath. ИС LTC4088/98 содержат импульсный понижающий напряжение регулятор и линейный регулятор тока зарядки аккумулятора. В конфигурации, приведенной на рис. 4, разница напряжения VIN – VOUT хотя и сохраняется почти прежней (см. рис. 2), однако потери мощности существенно меньше, т.к. КПД регулятора достаточно высок (примерно, 92% при выходном токе 300 мА). Напряжение VOUT лишь на несколько сотен милливольт выше VBAT. Принятые в этих микросхемах меры обеспечивают незначительные потери мощности.

Рис. 4. Упрощенная структурная схема LTC4088.

Микросхема LTC4088 — высокоэффективный контроллер зарядки литиево-ионных аккумуляторов, обеспечивающий максимальный ток зарядки 1,5 А. В качестве внешнего источника питания можно использовать как сетевой адаптер, так и USB-порт. Напряжение питания LTC4088 — 4,25…5,50 В. Допускаются выбросы входного напряжения амплитудой до 7 В. Ток ограничения: 100, 500 или 1000 мА. Частота преобразования понижающего напряжение импульсного стабилизатора составляет 2,25 МГц. Подключение аккумулятора к нагрузке осуществляется с использованием встроенного аналога идеального диода с сопротивлением в открытом состоянии 0,18 Ом. Предусмотрена также возможность подключения дополнительного внешнего МОП-транзистора с каналом P-типа параллельно встроенному идеальному диоду, что позволяет существенно снизить суммарное сопротивление комбинированного ключа (см. рис. 4). Кроме того, в микросхеме LTC4088 реализован автономный стабилизатор напряжения с выходным напряжением 3,3 В, обеспечивающий ток нагрузки до 25 мА.

Рис. 5. Графики зависимости сопротивлений идеального диода (LTC4088) и комбинированного ключа от напряжения на аккумуляторе.

Микросхема LTC4088 изготавливается в корпусе 14-DFN и имеет размеры 4×3 мм. Максимальная температура корпуса 125°C, тепловое сопротивление 37°C/Вт. ИС LTC4098 — в корпусе 20-DFN с размерами 4×3 мм, ее тепловое сопротивление 43°C/Вт. Диапазон рабочих температур: –40…85°C.
Микросхемы bq2410x (Texas Instruments) обеспечивают максимальный ток зарядки аккумулятора до 2 А. Частота преобразования понижающего напряжение импульсного регулятора составляет 1,1 МГц. Микросхемы bq2410x содержат встроенные ключи, выполненные на базе МОП-транзисторов, используемые для подключения к нагрузке сетевого адаптера или аккумулятора. Максимальный КПД — 93%.

Микросхемы bq2410х изготавливаются в корпусе 20-QFN (3,5×4,5 мм). Допустимая мощность рассеивания до температуры кристалла 40°C составляет 1,81 Вт, тепловое сопротивление — 46,87°C/Вт. Диапазон рабочих температур: –40…85 °C.

Как и для ИС, созданных на базе линейных регуляторов (к примеру, MAX1811, LTC4065/69/95, MCP73831/2, MCP73811, bq2402x/3х/6х, bq2057, bq24085), так и в случае использования импульсных преобразователей, есть два варианта подключения нагрузки и аккумулятора: непосредственное подключение (в одну точку) и подключение с возможностью выбора путей протекания зарядного тока и тока нагрузки.

Существует два варианта непосредственного подключения нагрузки к аккумулятору. В первом случае нагрузка подключается после измерительного резистора RSNS (см. рис. 6а), а во втором — до него (см. рис. 6б). В первом варианте входное напряжение VIN преобразуется в напряжение VOUT с высоким КПД. При подключенном сетевом адаптере обеспечивается энергопитание нагрузки и одновременно зарядка аккумулятора, в случае отключения адаптера питание нагрузки осуществляется от аккумулятора.

Рис. 6. Структурные схемы подключения нагрузки до (а) и после (б) измерительного резистора.

Преимущества первого варианта топологии:

— при отключенном адаптере энергопитание нагрузки осуществляется непосредственно от аккумулятора с минимальными потерями мощности;
— возможно использование технологии динамического управления током зарядки аккумулятора (Dynamic Power Management — DPM), что позволяет за счет динамического снижения тока зарядки предотвратить потенциальную вероятность перегрузки ИС по току зарядки и перегрева ее корпуса при пиковых нагрузках, а, кроме того, сохраняется возможность ограничения суммарного входного тока;
— малы изменения напряжения на нагрузке;
— достаточно просто на программном уровне реализуется режим токового мягкого старта.
При выборе топологии подключения аккумулятора к нагрузке следует принимать во внимание некоторые особенности. Если средний ток нагрузки длительное время достаточно велик, то процесс зарядки затягивается, и возникает ситуация, при которой аккумулятор непрерывно находится в процессе зарядки, что сокращает его срок службы. Поскольку предел ограничения суммарного тока фиксирован на аппаратном уровне, то при достаточно большом токе через нагрузку ток зарядки аккумулятора также снижается, что приводит к чрезмерному увеличению времени зарядки аккумулятора до его полной емкости, и поэтому вполне вероятна ситуация, при которой будет просто невозможно полностью его зарядить.

Если при заряженном аккумуляторе ток нагрузки увеличится, то вследствие падения напряжения на внутреннем сопротивлении аккумулятора выходное напряжение может снизиться до порога, при котором будет инициироваться очередной цикл зарядки, который, в свою очередь, быстро завершится. Таким образом, возможна ситуации, при которой процесс зарядки будет стартовать циклически. При небольшом токе нагрузки интервал времени от момента уменьшения выходного напряжения (за счет падения напряжения на аккумуляторе) до необходимого порога для старта очередного процесса зарядки существенно увеличивается.

В фазе предварительной зарядки (при напряжении на аккумуляторе ниже 3,0 В) ток зарядки составляет примерно 10% номинальной емкости аккумулятора, чего зачастую слишком мало для энергоснабжения продолжающего работать устройства, которое в этом случае вынуждено подпитываться от аккумулятора, а последний соответственно продолжает разряжаться. Кроме того, поскольку для предварительной фазы зарядки отводится определенный задаваемый специальным таймером интервал времени, в течение которого напряжение на аккумуляторе должно достичь порога 3,2 В, то создается ситуация, при которой напряжение на аккумуляторе не возрастает, а таймер начинает сигнализировать, что аккумулятор неисправен.

Не следует забывать, что основной недостаток непосредственного подключения аккумулятора к нагрузке заключается в том, что при полностью или глубоко разряженном аккумуляторе напряжение на нагрузке (даже при условии подключения сетевого адаптера) равно напряжению на аккумуляторе, чего бывает явно недостаточно для работы устройства, и, конечно, во многих случаях это просто недопустимо.

Во втором варианте (см. рис. 6б) нагрузка подключена до измерительного резистора (RSNS). Эта топология, по сравнению с той, в которой нагрузка подключена после резистора, имеет ряд преимуществ. Основным является то, что в ней контролируется ток, протекающий только через аккумулятор, и поэтому все три режима зарядки (предварительный, режим собственно зарядки с током, равным величине емкости аккумулятора и режим завершения) работают без каких-либо проблем, связанных с протеканием тока через нагрузку.

Глубоко разряженный аккумулятор можно без риска подключать к контроллеру зарядки, не опасаясь завершения работы таймера, определяющего безопасную продолжительность предварительной фазы зарядки, еще до окончания этого этапа. Следует также принимать во внимание, что суммарный ток через контроллер зарядки ограничен на уровне максимально допустимого тока через кристалл, а также работой системы защиты от перегрева ИС. Ток зарядки не уменьшается при росте тока нагрузки, поэтому эта топология не используется при больших токах нагрузки.

При больших токах нагрузки и зарядки обеспечить низкий уровень тепловыделения крайне сложно даже при использовании импульсных регуляторов со встроенными транзисторными ключами. Поэтому при больших токах мощные ключи, как правило, не интегрируются на кристалле микросхемы, а размещаются вне ее корпуса.

Примером таких ИС могут служить bq24702/3/5 и bq246хх (Texas Instruments), обеспечивающие ток зарядки до 10 А (bq24610/17). В отличие от bq2410x устройства зарядки, созданные на базе ИС bq246хх, содержат внешние ключи. Частота преобразования импульсного стабилизатора ИС bq24610/17 составляет 600 кГц. Кроме того, в контроллерах bq24610/17 реализована технология динамического управления током зарядки аккумулятора DPM, основанная на мониторинге величины входного тока. Для независимого измерения суммарного (входного) тока и тока зарядки аккумулятора в контроллере bq24610 реализованы два прецизионных усилителя. Для подключения нагрузки к адаптеру, а также аккумулятора к нагрузке используются ключи на мощных внешних МОП-транзисторах.

Микросхемы bq24610/17 изготавливаются в корпусе 24-QFN (4×4 мм). Допустимая мощность, рассеиваемая при температуре 25°C, составляет 2,3 Вт; тепловое сопротивление — 43°C/Вт.

В таблицах 1, 2 приведены параметры некоторых контроллеров зарядки, построенных на основе как линейных, так и импульсных регуляторов.

Схема непосредственного подключения аккумулятора к нагрузке и контроллеру зарядки, созданному на основе линейного регулятора, отличается простотой, а устройства, выполненные на базе этой архитектуры, — более низкой стоимостью. Однако при больших токах нагрузки вряд ли можно рекомендовать использование этой топологии из-за большой вероятности перегрева кристалла ИС. При непосредственном подключении аккумулятора к нагрузке можно достичь минимального изменения уровня напряжения на нагрузке.

Проблема потери мощности сохраняется также и в контроллерах зарядки, созданных на основе непрерывного регулирования, с разделением путей протекания токов нагрузи и зарядки. Более высокого КПД можно достичь за счет применения импульсного регулятора, что позволяет создавать на его базе контроллеры с током зарядки аккумулятора более 10 А. Кроме того, в этих контроллерах зачастую используется технология разделения путей протекания токов нагрузки и зарядки, основным преимуществом которой является высокая надежность.

Напряжение коллектор-эмиттер — обзор

Напряжение блокировки коллектор-эмиттер ( BV _CES): Этот параметр определяет максимальное напряжение коллектор-эмиттер в закрытом состоянии, когда затвор и эмиттер закорочены. Пробой задается при определенном токе утечки и изменяется в зависимости от температуры на положительный температурный коэффициент.

Напряжение блокировки эмиттер – коллектор ( BV _ECS): Этот параметр определяет обратный пробой перехода коллектор – база pnp-транзисторного компонента IGBT.

Напряжение затвор-эмиттер ( В _GES): Этот параметр определяет максимально допустимое напряжение затвор-эмиттер, когда коллектор замкнут на эмиттер. Толщина и характеристики слоя оксида затвора определяют это напряжение. Напряжение затвора должно быть ограничено до гораздо более низкого значения, чтобы ограничить ток коллектора в условиях неисправности.

Непрерывный ток коллектора ( I _C): Этот параметр представляет значение постоянного тока, необходимого для повышения температуры перехода до максимальной температуры от заданной температуры корпуса.Этот рейтинг указан для температуры корпуса 25 ° C и максимальной температуры перехода 150 ° C.Поскольку нормальные условия эксплуатации вызывают более высокие температуры корпуса, приведен график, показывающий изменение этого рейтинга в зависимости от температуры корпуса.

Пиковый повторяющийся ток коллектора ( I _CM): В переходных условиях IGBT может выдерживать более высокие пиковые токи по сравнению с его максимальным постоянным током, который описывается этим параметром.

Максимальная рассеиваемая мощность ( P _D): Этот параметр представляет собой рассеиваемую мощность, необходимую для повышения температуры перехода до максимального значения 150 ° C при температуре корпуса 25 ° C. Обычно предоставляется график, показывающий изменение этого рейтинга в зависимости от температуры.

Температура перехода ( T _j): Определяет допустимый диапазон температуры перехода IGBT во время его работы.

Ограниченный ток индуктивной нагрузки ( I _LM): Этот параметр определяет максимальный повторяющийся ток, который IGBT может отключать при ограниченной индуктивной нагрузке. Во время включения IGBT обратный ток восстановления свободного диода параллельно с индуктивной нагрузкой увеличивает потери переключения при включении IGBT.

Ток утечки коллектор – эмиттер (I _CES): Этот параметр определяет ток утечки при номинальном напряжении и определенной температуре, когда затвор закорочен на эмиттер.

Пороговое напряжение затвор-эмиттер ( В _{GE ( th )}): Этот параметр определяет диапазон напряжения затвор-эмиттер, в котором IGBT включается для проведения тока коллектора. Пороговое напряжение имеет отрицательный температурный коэффициент. Пороговое напряжение увеличивается линейно с толщиной оксида затвора и как квадратный корень из концентрации легирования p-основания. Фиксированный поверхностный заряд на границе оксид – кремний и подвижные ионы в оксиде смещают пороговое напряжение.

Напряжение насыщения коллектор – эмиттер ( В _{CE (SAT)}): Этот параметр определяет прямое падение напряжения коллектор – эмиттер и является функцией тока коллектора, напряжения затвора и температуры. Уменьшение сопротивления канала MOSFET и области JFET и увеличение коэффициента усиления биполярного транзистора pnp может минимизировать падение напряжения в открытом состоянии. Падение напряжения на MOSFET-компоненте IGBT, который обеспечивает базовый ток pnp-транзистора, уменьшается за счет большей ширины канала, меньшей длины канала, более низкого порогового напряжения и большей длины затвора.Более высокое время жизни неосновных носителей заряда и тонкая область n-epi вызывают высокую инжекцию носителей и уменьшают падение напряжения в области дрейфа.

Крутизна в прямом направлении ( г _FE): Крутизна в прямом направлении измеряется при небольшом изменении напряжения затвора, которое линейно увеличивает ток коллектора IGBT до его номинального тока при 100 ° C. БТИЗ снижается при токах, намного превышающих его тепловую нагрузочную способность.Поэтому, в отличие от биполярных транзисторов, пропускная способность IGBT ограничена тепловыми соображениями, а не коэффициентом усиления. При более высоких температурах крутизна начинает уменьшаться при более низких токах коллектора. Следовательно, эти особенности крутизны защищают IGBT при работе от короткого замыкания.

Общий заряд затвора ( Q _G): Этот параметр помогает разработать схему управления затвором подходящего размера и приблизительно рассчитать ее потери.Из-за поведения устройства неосновной несущей время переключения не может быть приблизительно рассчитано с использованием значения заряда затвора. Этот параметр изменяется в зависимости от напряжения затвор-эмиттер.

Время задержки включения ( t _d): It i s определяется как время между 10% напряжения затвора и 10% тока конечного коллектора.

Время нарастания ( t _r): Это время, необходимое для увеличения тока коллектора до 90% от его конечного значения с 10% от его конечного значения.

Время задержки выключения ( t _{d (off)}): Это время между 90% напряжения затвора и 10% конечного напряжения коллектора.

Время спада ( t _f): Это время, необходимое для того, чтобы ток коллектора упал с 90% от его начального значения до 10% от начального значения.

Входная емкость ( C _ies): Это измеренная емкость затвор-эмиттер, когда коллектор закорочен на эмиттер.Входная емкость складывается из емкости затвор-эмиттер и емкости Миллера. Емкость затвор-эмиттер намного больше, чем емкость Миллера.

Выходная емкость ( C _oes): Это емкость между коллектором и эмиттером при замыкании затвора на эмиттер, которая имеет типичную зависимость напряжения pn перехода.

Емкость обратной передачи ( C _res): Это емкость Миллера между затвором и коллектором, которая имеет сложную зависимость от напряжения.

Безопасная рабочая зона (SOA): Безопасная рабочая зона определяет границу тока и напряжения, в пределах которой IGBT может работать без разрушительного отказа. При малых токах максимальное напряжение IGBT ограничено пробоем транзистора с открытой базой. Паразитная фиксация тиристора ограничивает максимальный ток коллектора при низких напряжениях. БТИЗ, невосприимчивые к статической фиксации, могут быть уязвимы для динамической фиксации. Работа при коротком замыкании и индуктивное переключение нагрузки — это условия, при которых IGBT подвергается комбинированной нагрузке по напряжению и току.Область безопасной работы с прямым смещением (FBSOA) определяется во время переходного процесса при включении индуктивного переключения нагрузки, когда в IGBT протекают токи электронов и дырки при наличии высокого напряжения на устройстве. Зона безопасной работы с обратным смещением (RBSOA) определяется во время переходного процесса выключения, когда в IGBT протекает только ток дырки с высоким напряжением на нем.

Транзисторы — learn.sparkfun.com

Добавлено в избранное Любимый 80

Режимы работы

В отличие от резисторов, которые обеспечивают линейную зависимость между напряжением и током, транзисторы являются нелинейными устройствами.У них есть четыре различных режима работы, которые описывают протекающий через них ток. (Когда мы говорим о токе, протекающем через транзистор, мы обычно имеем в виду тока, протекающего от коллектора к эмиттеру NPN ).

Четыре режима работы транзистора:

Насыщение — Транзистор действует как короткое замыкание . Ток свободно течет от коллектора к эмиттеру.
Отсечка — Транзистор действует как разомкнутая цепь .Нет тока от коллектора к эмиттеру.
Активный — Ток от коллектора к эмиттеру на пропорционален току, протекающему в базу.
Reverse-Active — Как и в активном режиме, ток пропорционален базовому току, но течет в обратном направлении. Ток течет от эмиттера к коллектору (не совсем то, для чего были предназначены транзисторы).

Чтобы определить, в каком режиме находится транзистор, нам нужно посмотреть на напряжения на каждом из трех выводов и на то, как они соотносятся друг с другом.Напряжения от базы к эмиттеру (V _BE) и от базы к коллектору (V _BC) задают режим транзистора:

Упрощенный квадрантный график выше показывает, как положительное и отрицательное напряжение на этих клеммах влияет на режим. На самом деле все немного сложнее.

Давайте рассмотрим все четыре режима транзистора по отдельности; мы исследуем, как перевести устройство в этот режим и как это влияет на ток.

Примечание: Большая часть этой страницы посвящена NPN транзисторам .Чтобы понять, как работает транзистор PNP, просто поменяйте полярность или знаки> и <.

Режим насыщенности

Насыщенность — это в режиме транзистора. Транзистор в режиме насыщения действует как короткое замыкание между коллектором и эмиттером.

В режиме насыщения оба «диода» транзистора смещены в прямом направлении. Это означает, что V _BE должен быть больше 0, и , поэтому должен быть V _BC. Другими словами, V _B должен быть выше, чем V _E и V _C.

Поскольку переход от базы к эмиттеру выглядит как диод, в действительности, V _BE должно быть больше, чем пороговое напряжение , чтобы войти в насыщение. Для этого падения напряжения существует множество сокращений — V _th, V _γ и V _d — несколько — и фактическое значение варьируется между транзисторами (и даже в зависимости от температуры). Для многих транзисторов (при комнатной температуре) это падение может составить около 0,6 В.

Еще один облом реальности: между эмиттером и коллектором не будет идеальной проводимости.Между этими узлами образуется небольшое падение напряжения. В технических характеристиках транзисторов это напряжение определено как CE напряжение насыщения, В _{CE (насыщение)} — напряжение от коллектора к эмиттеру, необходимое для насыщения. Это значение обычно составляет 0,05-0,2 В. Это значение означает, что V _C должно быть немного больше, чем V _E (но оба все еще меньше, чем V _B), чтобы транзистор перешел в режим насыщения.

Режим отсечки

Режим отсечки противоположен насыщению.Транзистор в режиме отсечки — , а — нет тока коллектора и, следовательно, нет тока эмиттера. Это почти похоже на обрыв цепи.

Чтобы перевести транзистор в режим отсечки, базовое напряжение должно быть меньше, чем напряжение эмиттера и коллектора. Оба V _BC и V _BE должны быть отрицательными.

На самом деле, V _BE может находиться в пределах от 0 до V _th (~ 0,6 В) для достижения режима отсечки.

Активный режим

Для работы в активном режиме V _BE транзистора должен быть больше нуля, а V _BC должен быть отрицательным.Таким образом, базовое напряжение должно быть меньше, чем на коллекторе, но больше, чем на эмиттере. Это также означает, что коллектор должен быть больше эмиттера.

На самом деле нам нужно ненулевое прямое падение напряжения (сокращенно V _th, V _γ или V _d) от базы к эмиттеру (V _BE), чтобы «включить» транзистор. Обычно это напряжение обычно составляет около 0,6 В.

Усиление в активном режиме

Активный режим — это самый мощный режим транзистора, потому что он превращает устройство в усилитель .Ток, идущий на вывод базы, усиливает ток, идущий в коллектор и выходящий из эмиттера.

Наше сокращенное обозначение для усиление (коэффициент усиления) транзистора — β (вы также можете увидеть его как β _F или h _FE ). β линейно связывает ток коллектора ( I _C ) с базовым током ( I _B ):

Фактическое значение β зависит от транзистора.Обычно это около 100 , но может варьироваться от 50 до 200 … даже 2000, в зависимости от того, какой транзистор вы используете и сколько тока проходит через него. Если, например, у вашего транзистора β = 100, это будет означать, что входной ток в 1 мА на базу может производить ток 100 мА через коллектор.

Модель с активным режимом. V _BE = V _th и I _C = βI _B.

А как насчет тока эмиттера, I _E? В активном режиме токи коллектора и базы идут в устройство , а выходит I _E.Чтобы связать ток эмиттера с током коллектора, у нас есть другое постоянное значение: α . α — коэффициент усиления по току общей базы, он связывает эти токи как таковые:

α обычно очень близко, но меньше 1. Это означает, что I _C очень близко, но меньше I _E в активном режиме.

Вы можете использовать β для вычисления α или наоборот:

Если, например, β равно 100, это означает, что α равно 0.99. Итак, если я _C, например, 100 мА, то я _E равен 101 мА.

Реверс Активный

Так же, как насыщение противоположно отсечке, обратный активный режим противоположен активному режиму. Транзистор в обратном активном режиме проводит, даже усиливает, но ток течет в противоположном направлении, от эмиттера к коллектору. Обратной стороной активного режима является то, что β (β _R в данном случае) на намного меньше на .

Чтобы перевести транзистор в обратный активный режим, напряжение на эмиттере должно быть больше, чем на базе, которая должна быть больше, чем на коллекторе (V _BE <0 и V _BC> 0).

Обратный активный режим обычно не является состоянием, в котором вы хотите управлять транзистором. Приятно знать, что он есть, но он редко превращается в приложение.

Относительно PNP

После всего, о чем мы говорили на этой странице, мы все еще покрыли только половину спектра BJT. А как насчет транзисторов PNP? Работа PNP очень похожа на работу NPN — у них те же четыре режима, но все изменилось. Чтобы узнать, в каком режиме находится транзистор PNP, поменяйте местами все знаки <и>.

Например, чтобы перевести PNP в режим насыщения, V _C и V _E должны быть выше, чем V _B. Вы опускаете базу ниже, чтобы включить PNP, и поднимаете ее выше, чем коллектор и эмиттер, чтобы выключить его. И, чтобы перевести PNP в активный режим, напряжение V _E должно быть выше, чем напряжение V _B, которое должно быть выше, чем V _C.

Итого:

Соотношение напряжений	Режим NPN	Режим PNP
В _E <В _B <В _C	Активный	Обратный
V _E B > V _C	Насыщенность	Отсечка
V _E> V _B C	Отсечка	Насыщенность
V _E> V _B> V _C	Задний ход	Активный

Другой противоположной характеристикой NPN и PNP является направление тока.В активном режиме и режиме насыщения ток в PNP течет от эмиттера к коллектору . Это означает, что эмиттер обычно должен иметь более высокое напряжение, чем коллектор.

Если вы перегорели концептуальными вещами, перейдите к следующему разделу. Лучший способ узнать, как работает транзистор, — это изучить его в реальных схемах. Давайте посмотрим на некоторые приложения!

← Предыдущая страница
Расширение аналогии с водой Электронные схемы

для начинающих: Common Emitter

Продолжая работу с эмиттерным повторителем, вы узнали, что напряжение на эмиттере примерно равно напряжению на базе, независимо от резистора, используемого на эмиттере.Что действительно зависит от номинала используемого резистора, так это ток, протекающий через резистор эмиттера.

Ток, потребляемый резистором, определяется законом Ома
Ie = Vre / Re
, и поскольку напряжение на резисторе эмиттера практически совпадает с напряжением базы, тогда
Ie = Vb / Re
, где Vre — напряжение резистора эмиттера. , Re — сопротивление эмиттерного резистора, Vb — базовое напряжение.

Вы также знаете, что ток в основном исходит от источника напряжения, подключенного к коллектору, поскольку база не вносит большого вклада в общий ток эмиттера, ее можно рассматривать как отдельную последовательную цепь.

Как последовательная цепь, вы знаете, что ток, протекающий в любой точке цепи, такой же, как и в любой другой точке цепи. Вы уже знаете ток эмиттера, поэтому ток через коллектор и любой подключенный к нему резистор будет таким же, как ток эмиттера.

Ток через резистор коллектора вызывает падение напряжения на нем, определяемое законом Ома как Vrc = Ic Rc
, где Vrc — напряжение на резисторе коллектора. Поскольку ток коллектора совпадает с током эмиттера, вы получаете
Vrc = Ie Rc
У вас также есть, что ток эмиттера определяется как
Ie = Vb / Re

Весь этот сбор данных должен прийти к уравнению для напряжение на коллекторе
Vrc = [Vb / Re] Rc
, если его переписать, то получится
Vrc = Vb [Rc / Re].

Это последнее уравнение дает нам простое определение напряжения на коллекторном резисторе, которое не зависит от бета (усиления по току) транзистора, характеристики, которая широко варьируется даже для одной и той же партии транзисторов, а также зависит от температуры. транзистора.

Напряжение на резисторе коллектора само по себе не очень полезно, но его можно использовать для получения напряжения на соединении коллектор-резистор, другими словами, напряжения на самом транзисторе.

По законам Кирхгофа подаваемое напряжение представляет собой сумму всех напряжений, наведенных в компонентах, образующих замкнутый контур. На практике наша петля — это коллекторный резистор, сам транзистор и эмиттерный резистор. Вы уже знаете, как рассчитать напряжение на резисторах, и знаете, что сумма равна напряжению питания, поэтому Vcc — Vrc — Vre — Vce = 0, где Vce — это напряжение на коллекторе и эмиттере транзистора.

Поскольку большую часть времени выход этой схемы соединен от коллектора транзистора с землей, нам необходимо знать напряжение на коллекторе транзистора относительно земли, определяемое как
Vc = Vcc — Vrc
или в другие члены
Vc = Vre + Vce
Поскольку вычислить Vrc легче, чем Vce, первое уравнение является наиболее широко используемым.

Конструкция усилителя с общим коллектором требует, чтобы вы знали все основные характеристики транзистора, такие как отношения между токами коллектора, эмиттера и базы, а также другие свойства схем, такие как законы Кирхгофа и Ома.

об. III — Полупроводники — Транзисторы с биполярным переходом

Глава 4: БИПОЛЯРНЫЕ ПЕРЕХОДНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ

Часто используемой схемой, использующей биполярный переходной транзистор, является так называемое зеркало , которое служит в качестве простого регулятора тока, подающего почти постоянный ток на нагрузку в широком диапазоне сопротивлений нагрузки.

Мы знаем, что в транзисторе, работающем в активном режиме, коллектор ток равен базовому току, умноженному на коэффициент β. Мы тоже знать, что соотношение между током коллектора и током эмиттера равно называется α. Поскольку ток коллектора равен умноженному на базовый ток на β, а ток эмиттера складывается из базы и коллектора. токи, α должны быть математически выведены из β. Если вы сделаете алгебры, вы обнаружите, что α = β / (β + 1) для любого транзистора.

Мы уже видели, как поддерживать постоянный базовый ток через активный транзистор регулирует ток коллектора, по коэффициенту β.Что ж, соотношение α работает аналогично: если излучатель ток остается постоянным, ток коллектора остается стабильным, регулируемое значение, пока на транзисторе достаточно падение напряжения коллектор-эмиттер для поддержания его в активном режиме. Следовательно, если у нас есть способ поддерживать постоянным ток эмиттера через транзистор, транзистор будет работать, чтобы регулировать ток коллектора при постоянное значение.

Помните, что соединение база-эмиттер BJT — не что иное, как PN-переход, как и диод, и что «уравнение диода» определяет сколько тока пройдет через PN переход при прямом напряжении температура падения и перехода:

Если и напряжение перехода, и температура поддерживаются постоянными, тогда PN ток перехода будет постоянным.Следуя этому рассуждению, если бы мы были удерживать постоянным напряжение база-эмиттер транзистора, тогда его ток эмиттера будет постоянным при постоянной температуре. (Фигура ниже)

Константа V _BE дает постоянную I _B, постоянную I _E и постоянную I _C.

Этот постоянный ток эмиттера, умноженный на постоянное соотношение α, дает постоянный ток коллектора через нагрузку R _{, если имеется достаточно напряжения батареи, чтобы транзистор оставался в активном режиме при любом изменении сопротивления нагрузки} R _.

Для поддержания постоянного напряжения на базе эмиттера транзистора. переход используйте диод с прямым смещением, чтобы установить постоянное напряжение приблизительно 0,7 В и подключите его параллельно переход база-эмиттер, как показано на рисунке ниже.

Диодный переход 0,7 В поддерживает постоянное напряжение базы и постоянный ток базы.

Падение напряжения на диоде, вероятно, не будет 0,7 вольт. точно. Точная величина прямого напряжения, падающего на него, зависит от от тока через диод и температуры диода, все в в соответствии с уравнением диода.Если ток диода увеличивается (скажем, за счет уменьшения сопротивления R _{смещения}) падение его напряжения будет немного увеличиваются, увеличивая падение напряжения на транзисторе. переход база-эмиттер, который увеличит ток эмиттера на та же пропорция, если предположить, что PN-переход диода и транзистор переход база-эмиттер хорошо согласованы друг с другом. Другими словами, Ток эмиттера транзистора будет примерно равен току диода при любом заданном время. Если изменить ток диода, изменив значение сопротивления R _{смещения}, то ток эмиттера транзистора будет следовать костюм, потому что ток эмиттера описывается тем же уравнением, что и на диоде и на обоих PN-переходах наблюдается одинаковое падение напряжения.

Помните, что ток коллектора транзистора почти равен его току. ток эмиттера, так как коэффициент α типичного транзистора почти равен единице (1). Если у нас есть контроль над током эмиттера транзистора с помощью установка тока диода с помощью простой регулировки резистора, затем мы аналогично контролируйте ток коллектора транзистора. В других слова, имитаторы тока коллектора, или зеркала , ток диода.

Таким образом, ток через резистор R _{нагрузки} является функцией ток, установленный резистором смещения, причем эти два значения почти равны.Это функция цепи зеркала тока: регулировать ток через нагрузочный резистор, удобно настроив значение R _{смещения}. Ток через диод описывается простым уравнением: мощность напряжение питания минус напряжение на диоде (почти постоянное значение), деленное на сопротивление смещения R .

Для лучшего согласования характеристик двух PN-переходов (диодный переход и переход база-эмиттер транзистора), транзистор может быть используется вместо обычного диода, как показано на рисунке ниже (а).

Цепи токового зеркала.

Поскольку температура является фактором в «уравнении диода», и мы хотим, чтобы два PN-перехода работают одинаково во всех рабочих условиях, мы должны поддерживать одинаковые температуры двух транзисторов. Это легко сделать с помощью дискретных компонентов, склеив два корпуса транзисторов встык. Если транзисторы производятся вместе на едином кремниевом кристалле (в виде так называемой интегральной схемы или IC ) разработчики должны расположить два транзистора близко друг к другу, чтобы облегчить теплопередачу между ними.

Схема токового зеркала, показанная с двумя NPN-транзисторами на рисунке выше (а), иногда называется токопадающим типом , потому что регулирующий транзистор проводит ток к нагрузке от земли («втекающий» ток), а не от земли. положительный полюс батареи («источник» тока). Если мы хотим иметь заземленную нагрузку и схему зеркала источника тока , мы можем использовать транзисторы PNP, как на рисунке выше (b).

Хотя резисторы можно изготавливать в виде микросхем, их проще изготавливать. транзисторы.Разработчики ИС избегают использования некоторых резисторов, заменяя нагрузку резисторы с источниками тока. Схема как операционный усилитель построенный из дискретных компонентов, будет иметь несколько транзисторов и много резисторы. Версия интегральной схемы будет иметь много транзисторов и мало резисторов. На рисунке ниже одно напряжение ссылка Q1 управляет несколькими источниками тока: Q2, Q3 и Q4. Если Q2 и Q3 — транзисторы равной площади, токи нагрузки I _{нагрузки} будут равны. Если нам нужна 2 · I _{нагрузка}, параллельно Q2 и Q3.Еще лучше изготовить один транзистор, скажем Q3 с вдвое больше площади Q2. Тогда ток I3 будет в два раза больше I2. Другими словами, ток нагрузки зависит от площади транзистора.

Несколько токовых зеркал могут быть подчинены одному источнику напряжения (Q1 — R _{, смещение}).

Обратите внимание, что обычно линию базового напряжения проводят прямо через символы транзисторов для нескольких токовых зеркал! Или в случае Q4 на рисунке выше, два источника тока связан с одним символом транзистора.Нагрузочные резисторы нарисованы почти незаметны, чтобы подчеркнуть тот факт, что они не существуют в большинстве случаи. Нагрузка часто представляет собой другую (несколько) транзисторную схему, например пара эмиттеров дифференциального усилителя, например Q3 и Q4 в «Простой операционный усилитель», глава 8. Коллекторная нагрузка транзистора часто представляет собой не резистор, а токовое зеркало. Например, коллекторная нагрузка коллектора Q4, Ch 8 является токовым зеркалом (Q2).

Для примера токового зеркала с несколькими выходами коллектора см. Q13 в операционном усилителе модели 741, Ch 8.Выходы зеркала тока Q13 заменяют резисторы в качестве коллектора. нагрузки для Q15 и Q17. Из этих примеров видно, что текущие зеркала в качестве нагрузки предпочтительнее резисторов в интегральных схемах.

ОБЗОР:
Зеркало тока — это транзисторная схема, регулирующая ток через сопротивление нагрузки, точка регулирования устанавливается простая регулировка резистора.
Транзисторы в цепи токового зеркала должны поддерживаться в рабочем состоянии. та же температура для точной работы.При использовании дискретного транзисторы, для этого вы можете склеить их корпуса.

Цепи токового зеркала
могут быть двух основных разновидностей: текущая конфигурация с втекающим потоком, , где регулирующий транзистор соединяет нагрузку с землей; и текущая конфигурация источника , в которой регулирующий транзистор подключает нагрузку к положительному выводу источника питания постоянного тока.

Регулятор напряжения серии
Схема типичного последовательного регулятора напряжения показана на рисунке 4-34.Уведомление что этот регулятор имеет транзистор (Q1) вместо переменного резистора, найденного в рисунок 4-32. Поскольку полный ток нагрузки проходит через этот транзистор, он равен иногда называют «проходным транзистором». Другие компоненты, составляющие схему токоограничивающий резистор (R1) и стабилитрон (CR1).
Рисунок 4-34. — Последовательный регулятор напряжения.
Напомним, что стабилитрон — это диод, блокирующий ток до тех пор, пока не будет достигнуто заданное напряжение. применяемый.Помните также, что приложенное напряжение называется напряжением пробоя или стабилитроном. Стабилитроны доступны с различным напряжением стабилитрона. Когда напряжение стабилитрона достигнута, стабилитрон проводит от своего анода к катоду (с направлением стрелка).
В этом стабилизаторе напряжения Q1 имеет постоянное напряжение, приложенное к его базе. Это напряжение часто называют опорным напряжением. При изменении выходного напряжения схемы они воспринимаются эмиттером Q1, вызывая соответствующее изменение прямого смещения транзистора.Другими словами, Q1 компенсирует, увеличивая или уменьшая свой сопротивление, чтобы изменить деление напряжения цепи.
Теперь изучите рисунок 4-35. Напряжения показаны, чтобы помочь вам понять, как регулятор работает. В этом стабилизаторе используется стабилитрон на 15 В. В этом случае стабилитрон или напряжение пробоя 15 вольт. Стабилитрон устанавливает значение базового напряжения для Q1. Выходное напряжение будет равно напряжению стабилитрона минус 0.Падение 7 вольт на переход база-эмиттер Q1 с прямым смещением, или 14,3 вольт. Поскольку выходное напряжение 14,3 вольт, падение напряжения на Q1 должно быть 5,7 вольт.
Рисунок 4-35. — Последовательный регулятор напряжения (с напряжением).
Изучите рисунок 4-36, вид A, чтобы понять, что происходит, когда входное напряжение превышает 20 вольт. Обратите внимание на входное и выходное напряжение 20,1 и 14,4 вольт, соответственно.Выходное напряжение 14,4 — это кратковременное отклонение или отклонение от номинального значения. требуемое регулируемое выходное напряжение 14,3 и является результатом повышения входного напряжения до 20,1 вольт. Поскольку базовое напряжение Q1 поддерживается CR1 на уровне 15 вольт, прямое смещение Q1 меняется на 0,6 вольт. Поскольку это напряжение смещения на меньше , нормальное значение 0,7 вольт сопротивление Q1 увеличивается, тем самым увеличивая падение напряжения на транзистор на 5,8 вольт. Это падение напряжения восстанавливает выходное напряжение до 14.3 вольта. В весь цикл занимает всего доли секунды и, следовательно, изменения не видны на осциллографе или легко измерить с помощью другого стандартного испытательного оборудования.
Рисунок 4-36A. — Последовательный регулятор напряжения. УВЕЛИЧЕНИЕ ПРОИЗВОДИТЕЛЬНОСТИ
View B — схематическая диаграмма того же регулятора напряжения серии с одним значительная разница. Выходное напряжение показано как 14.2 вольта вместо желаемого 14,3 вольт. В этом случае нагрузка увеличилась, что привело к снижению падения напряжения на R _L. до 14,2 вольт. Когда выходная мощность уменьшается, прямое смещение Q1 увеличивается до 0,8 вольт. поскольку стабилитрон CR1 поддерживает базовое напряжение Q1 на уровне 15 вольт. Эти 0,8 вольта — это разница между опорным напряжением стабилитрона 15 вольт и мгновенным выходом Напряжение. (15 В — 14,2 В = 0,8 В). В этот момент большее прямое смещение на Q1 вызывает сопротивление Q1 уменьшится, в результате чего падение напряжения на Q1 вернется к 5.7 вольт. Это приводит к тому, что выходное напряжение возвращается к 14,3 вольт.
Рисунок 4-36B. — Последовательный регулятор напряжения. УМЕНЬШЕНИЕ ВЫХОДА
Схема, показанная на рисунке 4-37, представляет собой схему шунтирующего регулятора напряжения. Обратите внимание, что Q1 находится в параллели с нагрузкой. Компоненты этой схемы идентичны тем стабилизатора последовательного напряжения, за исключением добавления постоянного резистора R _S.Изучив схему, вы увидите, что этот резистор подключен последовательно с выходное сопротивление нагрузки. Токоограничивающий резистор (R1) и стабилитрон (CR1) обеспечить постоянное опорное напряжение для перехода база-коллектор Q1. Заметить, что смещение Q1 определяется падением напряжения на R _{, S} и R1. Как ты должен знать, величина прямого смещения на транзисторе влияет на его общее сопротивление. В этом случае падение напряжения на R _S является ключом к общему схема работы.
Рисунок 4-37. — Шунтирующий регулятор напряжения.
Рисунок 4-38 представляет собой схему типичного регулятора шунтирующего типа. Обратите внимание, что схема идентична схеме, показанной на рис. 4-37, за исключением того, что напряжения показано, чтобы помочь вам понять функции различных компонентов. В цепи Как показано, падение напряжения на стабилитроне (CR1) остается постоянным и составляет 5,6 В. Этот означает, что при входном напряжении 20 В падение напряжения на R1 равно 14.4 вольта. С Напряжение база-эмиттер 0,7 вольт, выходное напряжение равно сумме напряжений через CR1 и напряжение на переходе база-эмиттер Q1. В этом примере с выходное напряжение 6,3 вольт и входное напряжение 20 вольт, падение напряжения на R _S равняется 13,7 вольт. Изучите схему, чтобы полностью понять, как эти напряжения развитый. Обратите особое внимание на показанные напряжения.
Рисунок 4-38. — Шунтирующий регулятор напряжения (с напряжениями).
Теперь обратимся к виду A на рис. 4-39. На этом рисунке показана принципиальная схема тот же шунтирующий регулятор напряжения, как показано на рисунке 4-38, с увеличенным входным напряжением. 20,1 вольт. Это увеличивает прямое смещение на Q1 до 0,8 В. Напомним, что напряжение падение напряжения на CR1 остается постоянным и составляет 5,6 вольт. Поскольку выходное напряжение состоит из Напряжение стабилитрона и напряжение база-эмиттер, выходное напряжение мгновенно увеличивается до 6.4 вольта. В это время увеличение прямого смещения Q1 снижает сопротивление транзистор пропускает через него больше тока. Поскольку этот ток также должен проходить через R _S также наблюдается увеличение падения напряжения на этом резисторе. Падение напряжения на R _S теперь составляет 13,8 В и, следовательно, выходное напряжение снижается до 6,3 вольт. Помните, что это изменение происходит за доли секунды.
Рисунок 4-39A.- Шунтирующий регулятор напряжения. ПОВЫШЕНИЕ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Изучите схему, показанную на виде B. Хотя эта схема идентична другим схемы напряжения шунта, проиллюстрированные и обсужденные ранее, выходное напряжение другой. Ток нагрузки увеличился, что привело к кратковременному падению напряжения на выход на 6,2 вольт. Напомним, что схема была разработана для обеспечения постоянного выхода напряжение 6.3 вольта. Поскольку выходное напряжение меньше требуемого, происходят изменения. в регуляторе восстановить выход до 6,3 вольт. Из-за падения напряжения на 0,1 В выходное напряжение, прямое смещение Q1 теперь составляет 0,6 В. Это уменьшение прямого смещения увеличивает сопротивление транзистора, тем самым уменьшая ток, протекающий через Q1 на ту же величину, на которую увеличился ток нагрузки. Ток протока через R _S возвращается к своему нормальному значению и восстанавливает выходное напряжение до 6.3 вольта.
Рисунок 4-39B. — Шунтирующий регулятор напряжения. СНИЖЕНИЕ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Q.33 На рисунке 4-37 падение напряжения на R _S и R1 определяет величину базы-эмиттера ____ за 1 квартал.
Q.34 На рисунке 4-39, вид A, при увеличении входного напряжения прямая смещение Q1 увеличивается / уменьшается (какой именно).
Q.35 В соответствии с B на рисунке 4-39, когда ток нагрузки увеличивается, а выходное напряжение мгновенно падает, сопротивление Q1 увеличивается / уменьшается (какой именно) для компенсации.
Как работают транзисторы PNP — проекты самодельных схем
В этом посте мы узнаем о том, как работает или проводит транзистор PNP в ответ на фиксированное напряжение смещения и переменное напряжение питания на его базе и эмиттере. Вопрос был задан г-ном Аароном Кинаном.
Вопрос относительно работы PNP BJT
Отличная информация и множество интересных схем!
У меня вопрос по конкретной схеме на странице выше. Вот точная схема.
Я немного схожу с ума, пытаясь понять, как именно работает триггер при низком пороге напряжения. Я закончил электротехнику в 2004 году, думаю, я уже заржавел, и был бы очень признателен, если бы вы помогли объяснить?
Вот что я понимаю: — Схема действует как делитель напряжения до тех пор, пока напряжение в точке между VR1 и R2 не станет примерно на 3,3 В ниже, чем напряжение на базе транзистора.
В этот момент стабилитрон ведет себя в обратном направлении, а транзистор проводит (освещая диод).
Напряжение на базе транзистора примерно на 0,7 В (Vbe) ниже, чем на входе (эмиттер). Например, если напряжение источника составляет 12 В: Предположим, что Vbe = 0,7 12 В — 0,7 — 3,3 = 8 В
делитель напряжения должен иметь падение 4 В на VR1 (мин.) и 8 В на R2 (максимум), чтобы транзистор мог проводить.
Давайте установим VR1 = 1K (падение 4 В) и R2 = 2K (падение 8 В). Я не понимаю, что если напряжение возрастет (например, с 12 до 36), то я ожидаю, что свет погаснет (поскольку Цепи предназначены для включения света при низком напряжении).
Однако увеличение напряжения источника только увеличит разницу в напряжении на стабилитроне (т.е. в дальнейшем превысит его напряжение пробоя), и свет будет продолжать гореть. Например, при 36 В: падение напряжения VR1 = 12R2 Падение напряжения = 24.
Поскольку у нас 36 — 0,7 = 35,3 В на базе и 24 В на R2, мы еще больше превысили напряжение пробоя, и индикатор все еще горит.
Если я уменьшу напряжение до 6 Вольт: Падение напряжения VR1 = 2 Вольт Падение напряжения R2 = 4 Вольта
Так как у нас 6 — 0.7 = 5,3 на одном конце стабилитрона и 4 В на другом, напряжение пробоя стабилитрона не было превышено и, следовательно, свет не горит.
Я не из тех, кто слепо использует схемы, и хотел бы полностью понять, как это работает. Не могли бы вы направить меня на верный путь? Я был бы очень признателен !! (2 дня я не могу уснуть, пытаясь понять это!)
Еще раз спасибо! Aaron
Решение (согласно моему предположению и выводу):
Как на самом деле работает PNP-транзистор
Спасибо Аарон,
Чтобы узнать Принцип работы транзисторов PNP может немного сбивать с толку из-за их противоположного поведения по сравнению с их аналогами NPN.
Я попытаюсь объяснить функционирование с помощью простого перекрестного умножения, выведенного в соответствии с моим пониманием: Давайте удалим R2 и стабилитрон, чтобы упростить моделирование.
Предположим, что при питании от источника питания 12 В мы настраиваем предустановку так, чтобы напряжение на базе / эмиттере транзистора составляло 0,6 В.
Ярко загорается светодиод.
С этого момента, если мы увеличим напряжение, можно ожидать, что 0,6 В на B / E транзистора упадет, что затруднит проводимость транзистора и, соответственно, снизит уровень яркости светодиода.
Уловка здесь состоит в том, чтобы рассмотреть обратно пропорциональное вычисление вместо прямо пропорционального вычисления, которое может быть верным для транзистора NPN, но не для PNP.
Для проверки результатов можно попробовать следующую формулу:
12 / V = b / 0,6
Здесь 12 относится к пороговому уровню напряжения, при котором предварительная установка настраивается для достижения 0,6 В на B / E транзистора.
В — это «тестовый» уровень напряжения, который может быть выше 12 В, b — изменение напряжения B / E в ответ на приложенное более высокое «тестовое» напряжение.
Итак, возьмем 36 В в соответствии с вашим предложением для выражения V, решив приведенную выше формулу с 36 В, мы получим
12/36 = b / 0,6
36 xb = 12 x 0,6
b = 0,2 В
При 0,2 V транзистор будет полностью отключен.
Вот как я предполагаю расчет и как PNP может вести себя в ответ на установленное напряжение базы / эмиттера и возрастающее напряжение питания
Пожалуйста, не стесняйтесь исследовать и реагировать на вышеупомянутое предположение.
Для схемы транзистора, показанной на рисунке, если бета-класс 12, физика CBSE
Подсказка: Используйте KVL в первом контуре для определения тока базы.Мы знаем, что коэффициент усиления — это отношение тока коллектора к току базы. Рассчитайте ток коллектора, используя заданный коэффициент усиления. Затем используйте KVL во втором контуре, чтобы выразить падение напряжения на коллекторе и эмиттере.
Используемая формула:
Согласно закону Ома,
\ [V = IR \]
\ [{\ beta _ {AC}} = \ dfrac {{{I_C}}} {{{I_B}}} \]
Здесь \ [{I_C} \] — ток коллектора, а \ [{\ beta _ {AC}} \] — коэффициент усиления переменного тока.
Полный пошаговый ответ:
Мы можем найти базовый ток в вышеуказанной схеме транзистора, применив KVL в первом контуре, содержащем источник питания 5 В, сопротивление \ [8 \, k \ Omega \] следующим образом:
\ [ 5-8.6 {I_B} — {V_ {BE}} = 0 \]
Здесь \ [{V_ {BE}} \] — это падение напряжения на базе и эмиттере, а \ [{I_B} \] — ток базы.
Мы заменяем 0,7 В вместо \ [{V_ {BE}} \] в приведенном выше уравнении.
\ [5 — 8,6 {I_B} — 0,7 = 0 \]
\ [\ Rightarrow {I_B} = \ dfrac {{5 — 0,7}} {{8.6}} \]
\ [\ Rightarrow {I_B} = 0,5 \, mA \]
Мы знаем соотношение,
\ [{\ beta _ {AC}} = \ dfrac {{{I_C}}} {{{I_B}}} \]
\ [\ Rightarrow {I_C} = {\ beta _ {AC}} {I_B} \]
Здесь \ [{I_C} \] — ток коллектора, а \ [{\ beta _ {AC}} \] — коэффициент усиления переменного тока.
В приведенном выше уравнении мы заменяем 100 на \ [{\ beta _ {AC}} \] и 0,5 мА на \ [{I_B} \].
\ [{I_C} = \ left ({100} \ right) \ left ({0,5 \, mA} \ right) \]
\ [\ Rightarrow {I_C} = 50 \, mA \]
Теперь, чтобы определить падение напряжения на коллектор-эмиттер, мы применяем KVL — второй контур следующим образом:
\ [{V_ {CC}} — {I_C} R — {V_ {CE}} = 0 \]
Здесь \ [{V_ {CC}} \] — это напряжение коллектора, а \ [{V_ {CE}} \] — напряжение на коллекторе-эмиттере.
No related posts.

ЕДИНИЧНЫЕ IGBT

Методы улучшения работы при малой разнице напряжений с помощью устройств ТРS54240 и TPS54260

Введение

Работа TPS54260 с малым падением напряжения

Работа в режиме дискретной токопроводимости (РДТП / DCM)

Работа с малой разностью напряжений при низкой нагрузке

Основные решения

Решение с имитацией нагрузки

Внешнее напряжение на ВООТ

Дополнительные решения

Начальное напряжение и напряжение восстановления

Диапазон напряжений на входе и на выходе

Эффективность (КПД)

Реакция на переходные процессы в нагрузке

Заключение

Литература

Линейные и импульсные стабилизаторы контроллеров зарядки Li-ion аккумуляторов.

Линейные и импульсные стабилизаторы контроллеров зарядки Li-ion аккумуляторов.

Напряжение коллектор-эмиттер — обзор

Транзисторы — learn.sparkfun.com

Режимы работы

Режим насыщенности

Режим отсечки

Активный режим

Усиление в активном режиме

Реверс Активный

Относительно PNP

для начинающих: Common Emitter

об. III — Полупроводники — Транзисторы с биполярным переходом

Как работают транзисторы PNP — проекты самодельных схем

Вопрос относительно работы PNP BJT

Как на самом деле работает PNP-транзистор

Для схемы транзистора, показанной на рисунке, если бета-класс 12, физика CBSE

Добавить комментарий Отменить ответ