Подбор транзистора по параметрам: Как подобрать транзистор? — Хабр Q&A

Содержание

Справочники по отечественным электронным компонентам с Datasheet

Справочники по отечественным электронным компонентам с Datasheet

Краткое содержание справочников по электронике.

В приведенных выше электронных справочниках содержится информация (при условии, что она присутствовала в отсканированном первоисточнике), которую невозможно получить из скупых табличных данных. Эти данные могут быть полезны при ремонте бытовой техники и для подбора подходящего аналога. Чтоб скачать соответствующий pdf — файл с документацией на выбранный компонент, необходимо кликнуть по ярлыку pdf в таблице.

Этот справочник по транзисторам отечественным для поверхностного монтажа составлен из выпускавшихся во времена СССР типов. Хотя отечественные smd транзисторы встречаются в магазинах.

В справочник вошли транзисторы с максимальным током не более 400ма, не предназначенные для работы с теплоотводом.

Чаще всего это высокочастотные транзисторы.

В нем приведены справочные данные транзисторов серий КТ601 -КТ698, КТ902-КТ978 и КТ6102-КТ6117.

В справочники по транзисторам кт… включена подробная сканированная документация с графиками на биполярные отечественные транзисторы и даташиты на их импортные аналоги. Кроме популярных и широко распространенных транзисторов (КТ502, КТ503, КТ805, КТ814, КТ815, КТ816, КТ817, КТ818, КТ819, КТ837 и проч.), приведены и новые транзисторы, ими справочник дополнен с сайтов производителей. В таблице кратких справочных данных приведены тип проводимости транзистора, значение максимального допустимого постоянного тока, предельного напряжения коллектор — эмиттер и максимальный возможный коэффициент усиления в схеме с общим эмиттером. В pdf документации описана типичная область применения транзисторов в бытовой и промышленной технике. Для маломощных транзисторов кт…, где используется цветовая или символьная маркировка, приведена расшифровка.

Для мощных транзисторов приведены графики зависимости коэффициента усиления от тока коллектора ( h31э может изменяться на порядок), зависимость напряжения насыщения от тока (что важно для расчета тепловых потерь), область безопасной работы и зависимость допустимой рассеиваемой мощности от температуры корпуса. Составные транзисторы (например, КТ829) в справочнике выделены цветом. Их также можно найти по коэффициенту усиления, он, как правило, больше 500.

Приборы расположены в порядке возрастания напряжения и тока с целью упростить подбор транзисторов по параметрам, поиск аналогов, близких по характеристикам транзисторов и комплементарных пар.

В кратком описании приведены тип проводимости транзистора, значение максимального допустимого постоянного тока, предельного напряжения сток — исток и сопротивление сток — исток. В справочном листе на полевой транзистор описана типичная область применения. Приведено пороговое напряжение затвора для MOSFET (напряжение отсечки для транзисторов с неизолированным затвором). На некоторые приборы приведены графики допустимой мощности рассеивания в зависимости от температуры корпуса и другие характеристики. Приборы упорядочены по наименованию, приведены импортные аналоги и производители. Этот справочник подходит для уточнения характеристик и поиска аналогов известного транзистора.

В справочнике по MOSFET транзисторам приборы рассортированы в порядке возрастания напряжения и тока, приведен тип корпуса, что удобно для подбора транзистора в справочнике по параметрам под конкретную задачу. Справочник подойдет и для подбора аналогов, хотя транзисторы с одинаковым током и напряжением могут и не быть взаимозаменяемыми — необходимо внимательно сравнивать характеристики. Импортные взяты исключительно из прайсов магазинов, и это повышает их шансы на доставаемость. В практических применениях полевые транзисторы конкурируют с БТИЗ (смотри IGBT справочник). И те, и другие управляются напряжением, приложенным к затвору и выбор между IGBT и MOSFET чаще всего определяется частотами переключения и рабочим напряжением.

На низких частотах и высоких напряжениях эффективнее IGBT, а на высоких частотах и низких напряжениях предпочтительнее MOSFET. В середине этого диапазона все определяется параметрами конкретных приборов. Производители IGBT выпускают транзисторы со все более высокими скоростями переключения, а производители MOSFET, в свою очередь, разрабатывают приборы с высокими рабочими напряжениями, умудряясь сохранять низкое сопротивление стока. Например, весьма хорош полевой транзистор IPW60R045.

В этом справочнике IGBT транзисторы рассортированы в порядке возрастания максимального допустимого тока, дано падение напряжения на транзисторе при этом токе. Причем ток указан при температуре корпуса 100ºС, что чаще всего соответствует реальным рабочим условиям эксплуатации транзисторов (некоторые производители лукавят, указывая ток IGBT транзистора при температуре 25ºС, что на практике недостижимо, а при разогреве допустимый ток может уменьшиться вдвое). Также приведен тип корпуса и указаны важные особенности (тип прибора по рабочей частоте и наличие обратного диода).

Приведены MOSFET транзисторы с близкими характеристиками (в некоторых случаях они могут быть заменой IGBT). В IGBT справочник включены транзисторы из прайсов интернет-магазинов.

В справочниках приведены тип корпуса, основные электрические характеристики, предельные параметры и температурные характеристики. В справочнике по диодам выпрямительным приведены ВАХ (вольт-амперная характеристика) диодов и графики изменения параметров в зависимости от температуры. Кроме того, перечислены современные отечественные производители диодов с ссылками на соответствующий раздел сайта производителя.

В справочнике диодов Шоттки компоненты упорядочены по напряжению и току, что удобно для выбора диода по параметрам и подбора аналогов. Приведены типы корпусов, даны ссылки на сайты отечественных производителей.

В справочнике по радиолампам приведены подробные характеристики распространенных электронных ламп: диодов, триодов, тетродов и пентодов.

В справочнике по тиристорам и симисторам (симметричным тиристорам) приведены вид корпуса, основные электрические характеристики и предельные эксплуатационные параметры. На графиках приведена зависимость допустимого тока в открытом состоянии от температуры и зависимость допустимого напряжения в закрытом состоянии от температуры. Описана область применения тиристоров. Дана максимальная допустимая рассеиваемая мощность.

В документации по стабилитронам и стабисторам приведена цветовая маркировка компонентов, разброс напряжений стабилизации при разных температурах, графики изменения дифференциального сопротивления, допустимая рассеиваемая мощность и пр. Стабилитроны в справочнике разбиты на функциональные группы.

В справочных данных по постоянным резисторам приведена зависимость допустимой рассеиваемой мощности от температуры, габариты, область применения. Резисторы разбиты на группы по назначению (общего применения, прецизионные, высоковольтные, нагрузочные). Если какой-либо тип резисторов справочник и не охватил, то документацию по нему можно найти на сайтах производителей резисторов (пройдя по ссылке). Для некоторых типов указаны импортные аналоги резисторов. Калькулятор цветовой маркировки резисторов.

Для переменных резисторов в справочнике приведен внешний вид, указаны размеры, мощность, тип характеристики, предельное рабочее напряжение, износоустойчивость. Для резисторов с выключателем приведены данные по контактам выключателя. Описаны переменные резисторы типов СП-хх и РП-хх.

В справочных данных по конденсаторам указаны область применения, типоразмеры, графики зависимости эквивалентного последовательного сопротивления от температуры и частоты, зависимости допустимого импульсного тока от частоты, время наработки, тангенс угла потерь и другие характеристики.

Отечественные операционные усилители. Справочник.

В справочниках по отечественным операционным усилителям указаны типовая схема включения, электрические и частотные характеристики, допустимая рассеиваемая мощность. На операционники К140УД17, К140УД18, К140УД20, К140УД22, К140УД23, К140УД24, К140УД25, К140УД26, сдвоенные и счетверенные ОУ серий К1401УД1 — К1401УД6, микросхемы для звуковой аппаратуры К157 и широкополосные усилители К574 приведена весьма подробная информация: цоколевка, импортный аналог, внутренняя схема операционного усилителя, графики, характеристики, схемы балансировки, включения в качестве инвертирующего и неинвертирующего усилителя — в общем, не хуже импортных datasheets. Операционные усилители в справочнике расположены в алфавитном порядке. В таблице приведено краткое описание, а подробные характеристики содержатся в pdf файле.

В справочнике по параметрическим стабилизаторам напряжения приведены подробные параметры и характеристики, цоколевка, типовые электрические схемы включения микросхем.

В справочнике по цифровым микросхемам (микросхемы серий К561, К176, К1561, 564) приведены статические и динамические электрические характеристики (допустимое напряжение питания, ток потребления, входной ток, максимальный допустимый выходной ток, задержка распространения сигнала, максимальная рабочая частота).

В справочнике описана внутренняя структурная схема и логика работы. Для некоторых микросхем даны временные диаграммы работы.

Представлены микросхемы ШИМ контроллеров для импульсных источников питания

В документации по реле приведены паспорта, конструктивные данные и электрические схемы, сопротивление обмотки, износостойкость, режимы коммутации и другие параметры.

Даташиты на электрические соединители взята с сайтов производителей (ссылка на них здесь же) и сведена воедино. В справочнике по разъемам в таблице для начала представлены основные параметры разъемов — количество контактов, максимальный допустимый ток на контакт и максимальное напряжение. Подробная информация о конкретном разъеме в справочнике (габаритные размеры, сопротивление контактов, количество контактов разного сечения в одном разъеме, маркировка и т.д.) содержится в datasheet. В справочник вошли как силовые разъемы на токи до 200 А (типа 2РТТ, ШР), так и электрические соединители для подключения слабых сигналов.

Отечественные оптроны. Справочник.

В справочнике по отечественным оптопарам описан принцип действия, основные характеристики и применение диодных, транзисторных, транзисторных оптронов с составными транзисторами на выходе (по схеме Дарлингтона) и тиристорных оптронов. Указан отечественный производитель микросхем. В datasheet на компоненты приведена цоколевка, внутренняя схема, зависимости параметров, коэффициент усиления и напряжение гальваноразвязки.

В справочнике по отечественным светодиодам на первой странице приведены основные параметры светодиодов: номинальный ток светодиода, напряжение светодиодов при номинальном токе и разброс значения силы света для каждого типа приборов. Более подробные характеристики приведены в pdf. Указан отечественный производитель. В самих datasheet приведены подробные характеристики для каждого прибора. Данные взяты с сайтов предприятий, занимающихся производством светодиодов.

В справочнике по импортным диодным мостам приведены однофазные и трехфазные мосты. Однофазные мосты собраны с характеристиками по напряжению от 50 до 1200 вольт и токами от 0.5 до 50 ампер. Корпусное исполнение: для поверхностного монтажа, выводного исполнения для пайки в плату и для внешнего монтажа. Трехфазные диодные мосты представлены приборами на токи от 20 до 110 ампер и на напряжение от 50 до 1600В. Для удобства выбора в справочник включены фото диодных мостов. Отдельный раздел посвящен диодным мостам для генераторов отечественных авто (преимущественно семейства ВАЗ, начиная «Копейкой» и заканчивая «Приорой»). В datasheet от украинского производителя «ВТН» описана применяемость, совместимость с разными типами генераторов, приведены технические характеристики, электрическая схема, габаритный чертеж и фотографии.

Примеры расчетов параметров схем с использованием документации:

*параметры транзисторы справочник условных обозначений* карта сайта

контактный адрес:

Надо ли подбирать транзисторы усилителя с MOSFET выходом в пары?

Подбирать транзисторы в пары не обязательно. Если идентичность входных транзисторов дифференциального каскада еще как-то влияет на работу, то идентичность остальных – практически нет.

В эмиттерах транзисторов дифференциального каскада установлены резисторы, одной из функций которых является симметрирование каскада при разбросе параметров транзисторов. Как и в эмиттерах транзисторов токового зеркала. Так что эти транзисторы в принципе можно подобрать попарно, станет чуть-чуть лучше, но заметной разницы не будет.

Каскад усиления напряжения имеет в коллекторе источник тока, это не двухтактная, а однотактная схема, для которой подбор в пары вообще не нужен. Просто комплементарный транзистор в таких случаях лучше из-за похожести частотных свойств и емкости коллектора.

Выходные транзисторы. КМОП транзисторы комплементарны весьма условно. Их в пару вообще подобрать невозможно, они по любому будут различаться. Если не на малых токах, то на больших.

Поэтому я максимально линеаризовал дифференциальный каскад, чтобы там ничего не подбирать в пары, а с несимметрией остальных транзисторов справляется отрицательная обратная связь (ООС).

Несмотря на то, что транзисторы в пары не подбираются, симметрия усилителя отличная. Под симметрией подразумевается одинаковая форма положительной и отрицательной полуволн сигнала. Подбор транзисторов в пары был актуален во второй половине XX века, когда транзисторы ещё были плохими, и их характеристики различались со страшной силой. К тому же тогдашние усилители не обладали достаточно глубокой ООС, которая бы исправляла несимметрию. Симметричность нужна и для современных усилителей без общей ООС, но это тоже не критично.

Для усилителей, собранных из современных качественных деталей по хорошим современным схемам, подбор транзисторов в пары практически не актуален, как и симметричность самой схемы. Несимметрия плеч, в том числе и вызванная неидентичностью пар транзисторов, порождает четные гармоники, в первую очередь вторую. Посмотрите на измеренный спектр выходного сигнала: четные гармоники отсутствуют. Другой тест: неодинаковость транзисторов входного дифференциального каскада вызывает ошибки вычитания сигнала ООС из входного. А это приводит к появлению интермодуляционных искажений. Они тоже имеют маленькую величину. Результаты измерений хорошо доказывают всё вышесказанное. В усилителях, для которых приведены результаты измерений, никакие транзисторы в пары не подбирались.

Вообще, необходимость симметрии усилителей является надуманной. Это просто еще один рекламный параметр – когда эта симметрия есть, о ней обязательно много говорят. Но обратите внимание, что про симметрию говорят точно также, как про снкин-эффект. Типа, такое есть, значит очень хорошо. А почему хорошо, как именно это все работает и, главное, насколько количественно – про это ни слова. Никаких результатов, один только «внешний вид» схемы.

В итоге, погнавшись за симметрией, сделав ее самоцелью, проигрывают в чем-то другом. Вот например, один хорошо известный усилитель, с очень симметричной схемой для положительной и отрицательной полуволн сигнала и, судя по отзывам, «с очень хорошим звуком» (так получилось, что у меня он появился). Но он проигрывает моему MOSFETу со страшной силой. И по техническим параметрам, и на слух. С хорошим источником сигнала и акустикой Dali Opticon 6 на мой вкус он проигрывает даже усилителю на TDA7293. Изначально я подключил к ним именно этот усилитель, потому что его выходной каскад у меня работает в классе А, и я ожидал неплохого звука. Но я не смог его слушать – не звучит. И сейчас временно в этом месте работает  мой четырехканальный усилитель, пока нет ничего получше на его место.

Причина – изначально плохая схемотехника этого «жутко симметричного» усилителя. Из-за этого вычитание сигнала ООС из входного происходит с большой ошибкой (плохое подавление синфазного сигнала дифкаскадом), и получаются большие интермодуляционные искажения. Плюс неудачная коррекция, не позволяющая получить максимально возможную скорость нарастания выходного напряжений. Плюс неудачное согласование каскадов, и еще ряд схемотехнических недостатков. Зато в этом «очень симметричном» усилителе есть 2-я гармоника большой величины – главный признак несимметрии. Может поэтому он по отзывам «хорошо звучит»? Ведь вторая гармоника такая сладкозвучная…

Методика определения параметров PSPICE-моделей IGBT-транзисторов

В последних версиях программы схемотехнического моделирования PSPICE IGBT-транзистор представлен встроенной моделью [1]. В библиотеках системы PSPICE указываются параметры некоторых типов IGBT-транзисторов для этой модели, однако расчет по ней, как правило, дает большие погрешности [2]. Модель описывается следующими параметрами (на примере транзистора IRGBC30F, для которого представлены достаточно полные справочные данные, а его параметры имеются в стандартной библиотеке):

.MODEL IRGBC30F NIGBT (TAU=264. 07E-9 KP=1.6985 AREA=60.000E-6 AGD=7.7500E-6 VT=4.7055 KF=1.9385 CGS=990.49E-12 COXD=3.7832E-9 VTD=-7.2340)

В справочниках приводятся: проходная характеристика Ic от Vge, характеристика насыщения Vce от Ic, зарядная характеристика Vg от Qg, а также времена переключения Tdp, Trs, Tdf, Tfl, энергия включения Eon и полная энергия Etotal для типовой схемы.

На рис. 1 приведены справочные и рассчитанные в PSPICE статические характеристики стандартной модели транзистора IRGBC30F с библиотечными параметрами.

Рис. 1. Статические характеристики IGBT-транзистора IRGBC30F
(сплошной розовой пинией отображены справочные характеристики,
синей прерывистой— расчетные характеристики встроенной модели с библиотечными параметрами,
зеленой прерывистой—расчетные характеристики встроенной модели с параметрами из Model Editor)

Времена переключения и энергии измерялись в типовой схеме [3], изображенной на рис. 2. Результаты сопоставлены со справочными и сведены в таблице 1.

Рис. 2. Типовая схема включения IGBT-транзистора для расчета времен и энергий переключения

Таблица 1.

Как видно из рис. 1 и таблицы 1, библиотечные параметры модели неплохо описывают статические характеристики, но дают очень большую (66%) относительную среднеквадратичную ошибку при расчете времен переключения и энергий.

Для самостоятельного получения параметров приборов в PSPICE применяется программа Model Editor. В ней параметры встроенной модели определяются по справочным характеристикам: проходной характеристике, характеристике насыщения, зарядной характеристике и времени заднего фронта тока Tfl.

Ниже приведены параметры транзистора IRGBC30F, определенные с помощью программы Model Editor:

.MODEL IRGBC30F_ME NIGBT (TAU=240.28E-9 KP=2.0430 AREA=15.500E-6 AGD=6.2000E-6 VT=5.2781 KF=1.0153 CGS=5.3323E-9 COXD=18.116E-9 VTD=-5)

Рассчитанные в PSPICE статические характеристики модели с параметрами из Model Editor приведены на рис. 1.

Результаты измерений времен переключений и энергий с этими параметрами также приведены в таблице 1. Относительная среднеквадратичная ошибка в этом случае немного меньше, но все равно достаточно велика (49%).

Как показывает опыт, подобная же ситуация возникает и с прочими IGBT-транзисторами, содержащимися в стандартной библиотеке.

Таким образом, показано, что имеющиеся параметры приборов и методика определения их параметров при проверке дает низкую точность.

Кроме того, имеющийся в стандартной библиотеке PSPICE набор транзисторов относительно невелик и на сегодняшний день уже устарел. Транзисторов новых поколений в нем нет.

Что делать, если мы хотим использовать при моделировании новые приборы? Модели новых приборов можно отыскать в Интернете на сайтах ведущих фирм-производителей. Однако насколько расчет по найденным таким образом моделям согласуется со справочными данными?

Возьмем для примера с сайта International Rectifier модель транзистора четвертого поколения IRG4PC50F. Текст модели здесь не приводится, так как он довольно объемный, эту модель, как и многие другие модели продукции IRF, можно скачать по адресу http://www.irf.com/ product-info/models/spice/spice.zip. Отметим, однако, что эта модель является не встроенной, а составной, состоящей из МДП и биполярного p-n-p транзисторов. Структура подобной модели подробнее рассмотрена ниже.

На рис. 3 приведены справочные и рассчитанные в PSPICE статические характеристики IRF-модели транзистора IRG4PC50F.

Рис. 3. Статические характеристики IGBT-транзистора IRG4PC50F (сплошной розовой линией отображены справочные характеристики, синей прерывистой — расчетные характеристики по составной модели с параметрами, рассчитанные в МС, зеленой прерывистой — расчетные характеристики по модели с сайт IRF)

Времена переключения и энергии, измеренные в той же типовой схеме, сопоставлены со справочными данными и сведены в таблице 2.

Видно, что динамические свойства модели с сайта IRF плохо соотносятся со справочными данными. Относительная среднеквадратичная ошибка 77%.

Таким образом, видна плохая точность предлагаемых моделей при моделировании переключения IGBT-транзисторов.

Чтобы уменьшить ошибку при моделировании, предлагается использовать известную составную модель IGBT-транзистора [2], состоящую из МДП и биполярного p-n-p транзисторов — подобную той, что используется в модели с сайта IRF (рис. 4). Причем биполярный транзистор работает или в отсечке, или в активной области, а МДП-транзистор — и в отсечке, и в активной, и в насыщении.

Рис. 4. Составная модель IGBT-транзистора

Вообще говоря, такая модель описывается большим числом параметров, что позволяет более гибко настраивать ее характеристики.

Некоторые шаги в этом направлении уже были предприняты ранее [2], однако, как кажется авторам, исследования, опубликованные в этой статье, имеют ряд недостатков. К числу недостатков можно отнести: сопоставление только времен выключения — не учитывались прочие времена и энергии, а главное — отыскание параметров осуществлялось методом подбора.

Используемые параметры биполярного транзистора: Is, Nf, Bf, Vtf, Xtf, Tf. Прочие в списке параметров не указываются.

Параметры МДП-транзистора, используемые в модели: Kp, Vto. Прочие в списке параметров не указываются.

Также в качестве параметров задействованы сопротивления Ron, Rgg, индуктивность эмиттера Le, постоянная емкость Cge=Cgs и параметры нелинейных емкостей Cce и Cgc.

Проходная нелинейная емкость Crss = Cgc = = Cgd здесь записывается как источник тока, зависящий от потенциалов dd-gg следующим образом:

где C0, C1, V1, V2 — параметры нелинейной емкости. Нелинейную емкость Cgd можно задавать и иными способами, например табличным методом. Функция арктангенса была взята здесь только из-за ее плавности и возможности получать постоянное значение емкости при отрицательном напряжении (см. рис. 5).

Рис. 5. Справочные емкостные зависимости и их аппроксимации для транзистора IRG4PC50F

Роль нелинейной емкости Cce здесь играет емкость диода, которая определяется параметрами Cjo, M, Vj.

Параметры составной модели предлагается определять в универсальной математической системе MathCad (МС) следующим образом:

Значение параметров емкостей IGBT-транзи-стора определяется из справочных зависимостей Crss, Ciss, Coss от напряжения и из зарядной характеристики. Емкость Cgs = Ciss — Crss считается постоянной Cgsa и примерно равной первому наклону зарядной характеристики.

Проходная емкость Crss, в основном определяемая емкостью МДП-транзистора Cgd, аппроксимируется с использованием плавной функции atan:

Следует заметить, что практически все IGBT-транзисторы имеют емкостные характеристики, которые трудно аппроксимировать плавными функциями, поэтому провести аппроксимацию по всем точкам справочной зависимости не удается. Однако это не столь существенно — важна верная аппроксимация максимального значения проходной емкости Cgdx при отрицательном напряжении.

Рис. 6. Расчетная и справочная зарядные характеристики транзистора IRG4PC50F

Это максимальное значение Cgdx находится из второго наклона зарядной характеристики:

Емкость Cds = Coss — Crss не столь важна и аппроксимируется обычной степенной функцией, как для диода:

Чтобы определить параметры емкостей в МС, необходимо приравнять значения аппроксимации значениям справочных характеристик и воспользоваться блоком given-minerr. Начальные условия: M = 0.5, V = 1, Co = 1n, C1 = C0 = 0.1, V1 = V2 = 1.

Для транзистора IRG4PC50F значения этих параметров получились следующими: V1 = -0.637, V2 = 0.564, C0 = 4.039n, C1 = 2.57n, Cdso = 2.181n,   Vjds = 2.321,   Mds = 0.886, Cgs = 4.224n, Cgdx = 8.265n.

На следующем графике изображена зарядная характеристика, рассчитанная по емкостным параметрам и соотнесенная со справочной.

Статические параметры определяются в МС на основе кусочно-линейного анализа модели IGBT-транзистора [1]:

Два этих выражения описывают характеристику насыщения и проходную характеристику IGBT-транзистора. Beta = 0,5xKpxW/L, то есть при W = 2u, L = 1u Beta становится равной Kp.

Чтобы определить параметры Is, Nf, Ron, Bf, Beta, Vto в МС, необходимо приравнять значения аппроксимации значениям справочных характеристик и воспользоваться блоком given-minerr.

Начальные условия: Is = 10e -12, Nf = 1.5, Ron = 0.01, Bf = 2, Beta = 2.5, Vto = 5. Следует отметить, что ток МДП-транзистора составляет значительную долю от тока всей структуры, поэтому коэффициент усиления Bf не может быть большим и должен быть сравним с Beta.

Для транзистора IRG4PC50F значения параметров получаются следующие: Is = 3.42e-8, Beta = 1.914, Bf = 2.352, Ron = 0.018, Nf = 1.914, Vto =5.005.

Выключение IGBT происходит так: первым выключается МДП-транзистор, обрывая базу биполярному транзистору, и выключение всего IGBT определяется выключением p-n-p транзистора с оборванной базой. Заряд выводится из него путем рекомбинации, процесс происходит экспоненциально, с постоянной времени Tau. Этап спада Tfp заканчивается, когда ток достигает уровня 0.1 от максимального, откуда Tau:

где Tfp — справочное время спада тока.

Tf связано с Tau следующим образом: Tf = Tau/Bf. Внутреннее сопротивление затвора можно определить из справочной задержки включения, определяемой «полевой» частью IGBT-транзистора:

Здесь Tg — фронт импульса генератора. Начальные условия Rg = 10, Tg = 10ns.

Для транзистора IRG4PC50F значения параметров получаются следующие: Tf = 28.366ns, Rgg = 6.707.

На рис. 3 приведены рассчитанные в PSPICE статические характеристики составной модели с параметрами, определенными в МС. Заметно, что они совпадают лучше, чем характеристики модели с сайта IRF.

Времена переключения и энергии, измеренные в той же типовой схеме, для составной модели с параметрами, определенными в МС, приведены в таблице 2. Видно, что относительная среднеквадратичная ошибка почти вдвое меньше ошибки IRF-модели (30%).

Составная модель обладает большим, нежели было рассмотрено, числом параметров, что придает ей большую гибкость. Однако не все параметры можно определить в МС из-за чрезмерного усложнения аппроксимирующих выражений, которые необходимо записывать в аналитическом виде. Так, например, в МС очень трудно учесть влияние индуктивности, в то же время индуктивность эмиттера Le оказывает большое влияние на динамические процессы. Также большое влияние на динамику оказывают параметры динамического насыщения биполярного транзистора Vtf, Xtf, неучтенные при расчете в МС. Приведенные здесь формулы для расчета Tf и Rgg носят весьма приближенный характер. Кроме того, на динамику оказывает влияние соотношение между параметрами усиления транзисторов Kp и Bf. Если уточнить все вышеперечисленные параметры, то модель может быть настроена еще точнее. Как это сделать?

Подобную настройку можно осуществить при помощи программы параметрической оптимизации PSPICE Optimizer.

Вообще говоря, определение статических параметров Is, Nf, Bf, Ron, Kp, Vto по справочным характеристикам также можно осуществлять в этой программе по характеристике насыщения и проходной характеристике. Для этого указанные параметры внутри модели задаются варьируемыми, в одном проекте помещаются две модели транзистора, подключенные к одному варьируемому источнику напряжения. Для моделирования проходной характеристики источник напряжения является переменным напряжением на затворе, при этом снимается ток транзистора. Для моделирования характеристики насыщения источник напряжения, подключенный к коллектору транзистора через сопротивление, является переменным током коллектора, при этом снимается ток и напряжение коллектора.

В программе Optimizer задаются справочные характеристики Ic от Vge и Vce от Ic, а затем путем варьирования статических параметров снимаемые характеристики приближаются к справочным.

Подбор емкостных параметров при желании также можно осуществлять в этой программе.

Таблица 3.

Однако особенно ценен Optimizer там, где сложно использовать МС — при уточнении параметров Tf, Vtf, Xtf, Bf, Rgg, Le по справочным временам задержек и переключения Tdon, Tr, Tdoff, Tf, а также энергии включения Eon и полной энергии Etotal. Для этого в другом проекте в модели транзистора указанные параметры задаются варьируемыми. Причем, поскольку произведение Bf хKp = 6.599, найденное в МС, определяет статические характеристики, уже верно  нами настроенные,  это  произведение меняться не может. Поэтому в модели МДП-транзистора нужно указать Kp = 6.599/{Bf} и менять только параметр Bf. Модель IGBT-транзи-стора помещается в режим, соответствующий справочному переключению (рис. 2). Снимается осциллограмма тока, по ней фиксируются расчетные значения времен переключения. Кроме того, в проект помещается источник напряжения, пропорциональный произведению тока транзистора и напряжения на нем и подключенный к интегратору, на выходе которого мы имеем напряжение, пропорциональное энергии. Это напряжение снимается при двух моментах времени: после включения транзистора (Eon) и в конце периода (Etotal).

В Optimizer при помощи целевых функций задаются четыре справочных значения времен и два значения энергии, и путем варьирования параметров модели из второй группы расчетные времена и энергии приближаются к справочным. В качестве начальных значений уточняемых параметров берутся параметры, определенные в МС.

Времена переключения и энергии с параметрами, уточненными в Optimizer, приведены в таблице 2. Как видно, относительную среднеквадратичную ошибку удалось уменьшить до 16%.

Таким образом, составная модель IGBT-транзистора, описанная здесь, является более гибкой, чем встроенная модель, в силу большего числа параметров (в статье использовались основные, но не все параметры модели) и может использоваться для моделирования новых типов современных IGBT-транзисторов. Предложенная здесь методика отыскания и уточнения параметров этой составной модели при помощи программ MathCad и Optimizer для моделирования IGBT-транзисторов позволяет получать более достоверные результаты, нежели те, что достигаются при использовании библиотечных параметров или параметров, доступных в Интернете.

Литература
  1. Разевиг В. Д. Система сквозного проектирования электронных устройств DesignLab 8.0. М.: «Солон». 1999.
  2. Колпаков А. Моделирование транзисторов IGBT с помощью PSPICE // Компоненты и технологии. 2002. № 8.
  3. Catt J., Chokhawala R., Pelly B. Введение по применению модулей БТИЗ в корпусах 600В, ADD-A-PAK и INT-A-PAK. Силовые полупроводниковые приборы. Книга по применению International Rectifier. AN-988. Пер. с англ. под ред. Токарева В. В. Воронеж. 1995.
  4. Дьяконов В. П., Абраменкова И. В. MATHCAD 7.0 в математике, физике и в Internet // М: «Нолидж». 1999.

Как подобрать транзистор по параметрам?

Стабилизатор непрерывного действия, т.е. линейный.

Значит на транзисторе будет рассеиваться мощность равная произведению падения напряжения Uкэ и тока проходящего через транзистор. P = Uкэ*Iк.

Такой важный параметр для ключевых схем как напряжение насышения перехода коллектор — эммитер (Uкэ нас. ) нам для линейного стабилизатора не особенно важен. Чем меньше этот параметр, тем больше ампер мы можем пропустить через транзистор (имеем в виду транзистор полностью открытый) не сильно его нагревая.

Но транзистор в нашем стабилизаторе будет выполнять функции своеобразного реостата. Он будет гасить на себе лишнее напряжение и пропускать к нагрузке ровно столько сколько у него присутствует на базе с вычетом Uкэ нас. Умножаем напряжение упавшее на транзисторе на силу тока проходящего через него и получаем бесполезную мощность рассеиваимую транзистором. Т.е. греться будет дико.

Поэтому нас в большей степени интересует допустимая рассеиваимая транзистором мощность. Даже допусимый максимальный ток не так важен для нас как эта самая мощность. Например транзистор может иметь Iк max. = 10A но сгорит (если нет радиатора) при прохождении через него тока силой 0,5А и напряжении между коллектором и эммитером Uкэ = 10 вольт.

P = U * I = 10 * 0,5 = 5 ватт.

Любой транзистор в современных корпусах типа ТО-220 и других подобных, без радиатора, разрушится от перегрева кристалла, если на нём будет рассеиваться такая мощность.

Может быть выдержит старый добрый КТ903 а ещё лучше 2Т903. О нём я говорю не просто так. В былые времена он накалялся до шипения но продолжал работать как ни в чём не бывало. Убить его трудно но можно.

В справочниках зачастую приводят допустимую мощность рассеиваемую транзистором и не указывают что эта мощность будет рассеиваться только в случае применении радиатора. Не может транзистор в корпусе ТО-220 рассеять на себе более 1-1,5 ватта без радиатора. Корпус ТО-220 показан на рисунке.

При этом, надо ещё иметь в виду, что чем выше температура кристалла, тем меньший ток он сможет пропустить через себя без вреда для здоровья. Максимальные токи транзисторов, приведённые в документации относятся к температуре кристалла +25 градусов. С повышением температуры допустимый ток снижается.

Отсюда и рекомендации по подбору транзистора.

Корпус лучше металлический. Радиатор большой.

Так как у меня в наличии имеется некоторое количество транзисторов времён СССР, такие как П213-П217, КТ803, КТ805, КТ903, КТ825, КТ827, П210 все в металлических корпусах и какие-то другие, то я их и поставил бы в такой блок питания. Ещё можно порекомендовать КТ818, КТ819 и массу других.

Зарубежные транзисторы и их отечественные аналоги — замена транзисторов на отечественные

Транзистор – популярный полупроводниковый прибор, выполняющий в электросхемах функции формирования, усиления или преобразования электросигналов и переключения электроимпульсов. Выделяют три типа этих приборов:

  • Однопереходные – иначе называются «двухбазовыми диодами». Представляют собой трехэлектродные полупроводники с одним p-n переходом;
  • Биполярные – имеют два p-n перехода;
  • Полевые – специальный класс, могут служить выключателями или регуляторами тока.

Домашним мастерам, специалистам по ремонту радиоаппаратуры, конструкторам часто требуется подобрать отечественный аналог импортных приборов или наоборот. В некоторых случаях это необходимо для экономии средств – российская продукция гораздо дешевле импортной. Это можно сделать несколькими способами:

  • Найти data sheets – техническую документацию к зарубежным электронным компонентам, в которой указываются основные параметры, обозначение на схемах и краткое описание. Затем воспользоваться справочниками на отечественные устройства. И методом подбора найти российские аналоги транзисторов или близкие по характеристикам устройства. Это длительный и сложный путь.
  • Использовать таблицу, представленную на нашем сайте. Она поможет заменить зарубежный транзистор отечественным или уменьшить диапазон поиска до нескольких экземпляров.

В нашем каталоге транзисторов вы можете подобрать и купить отечественные аналоги зарубежных транзисторов.

Таблицы зарубежных аналогов транзисторов

Если вы нашли неточность в таблицах аналогов или хотите дополнить их — напишите об этом в комментариях внизу страницы!

Таблица аналогов биполярных транзисторов

Зарубежные Отечественные
2SC3217 2T9155A
2SC3660 2T9155B
2SC3218 2T9155Б
Bak0510-50 2T9156БС
BF423C 2Т3129В9-Г9,2Т3152В
KF423 2Т3129Д9, 2Т3152Б
BFY80 2Т3130А9
2N2463 2Т3130Б9
2N2459 2Т3130В9
2N735A 2Т3130Г9
2N844 2Т3130Д9
PBC108A, B 2Т3133А2
2N4260 2Т3135А1
2N4261 2Т3135Б1
S923TS 2Т3152А, Г, Д
PBC107B 2Т3158А2
2N2906A 2Т3160А2
DC5108 2Т370А9
CX954 2Т370Б9
BD825 2Т642А2
2N2218 2Т649А2
SF123A 2Т672А2
BD202 2Т818А
1561-1015 2Т874А
1561-1008 2Т874Б
SDT69504 2Т880Д
2N3584 2Т881Д
2SA1009AM 2Т887А, Б
BLY47A 2Т892А, 2Т892Б
2N5050 2Т892В
2SC2093 2Т9102А2, Б2, 2Т9103Б2
2307(A) 2Т9103А2
NE243499 2Т9108А2
NE080481E-12 2Т9109А
THA-15 2Т9111А
THX-15 2Т9111Б
AM1416200 2Т9114А, Б
SDR075 2Т9117А, 2Т9118А
2DR405B 2Т9117Б
MRF846 2Т9117В
LDR405B 2Т9118Б
MRF846 2Т9118В
NE3001 2Т9119А2
PZB27020V 2Т9122А
Ph2214-60 2Т9122Б
MSC81400M 2Т9127В, Г
MSC81325M 2Т9127Д, Е
TN20 2Т9130А
2SA1584 2Т9143А
2023-6 2Т9146А
2023-12 2Т9146Б
2023-16 2Т9146В
2SC3217 2Т9155А
2SC3218 2Т9155Б, КТ9142А
2SC3660 2Т9155В, КТ9152А
222430 2Т9158А
2023-6 2Т9158Б
MRF544 2Т9159А
AM1416200 2Т986А, Б
MPF873 2Т987А
AM1416200 2Т994А2—2Т994В2
2N5177 2Т998А
2SC3218* KT9142A
2SC3660* KT9152A
SD1483 KT9174A
SD1492* Г101A
ADY25 ГТ 701А, П210Б
SD1492 ГТ101А
AC128 ГТ402И
AC127 ГТ404Б
AD162 ГТ703Г
AU106 ГТ810А, КТ812Б
BC239B КТ 3102Ж
SS9012 КТ209
2N2784 КТ3101АМ
BC109BP КТ3102И
BC455D КТ3107Е1
BC456B КТ3107И1
BC526C КТ3107К1-Л1
BF680 КТ3109А1
BF979 КТ3109Б1
BF970 КТ3109В1
2N2615 КТ3132Д2
2N2616 КТ3132Е2
2N2906 КТ313А1
2N2906A КТ313Б1
2SA1090 КТ313В1
2SA876H КТ313Г1
PXT2222 КТ3153А9
BFP720 КТ315В1
2N3397 КТ315Р1
2SD1220Q КТ3169А9, 2Т3129А9
2SA1660 КТ3171А9, 2Т3129Б9
2SD814 КТ3176А9
MPS6513 КТ3184Б9
TBC547A КТ3186А
BCW47B КТ3187А
BC408 КТ342А
BC107B КТ342Б, КТ3102Б
2SC404 КТ359А3
SS9015 КТ361, КТ3107
2SA556 КТ361Ж (И)
BSW62A КТ361К (Л, М)
BSW63A КТ361Н (П)
MD5000A КТ363А
2N3839 КТ370А9
2N5651 КТ370Б9
BC147 КТ373А
2N3904 КТ375А, КТ375Б
2SC601 КТ396А2
2N709 КТ397А2
MJE13001 КТ538А
2SC64 КТ6110А (Б)
2N1051 КТ6110В (Г, Д)
BF337 КТ6113А (Б, В)
BF338 КТ6113Г (Д, Е)
2SA738B КТ6116А (Б)
2N3114 КТ6117А
2N3712 КТ6117Б
BD136 КТ626Е, КТ6109А
BC527-6 КТ629А2
BD386 КТ629А3
2N2368 КТ633А
2N3303 КТ635А
BD370A6 КТ639А1
BD372 КТ639Б1
2N2218A КТ647А2
MPS706 КТ648А2
2SA715C КТ664Б9
BF177 КТ671А2, 2Т3130Е9
BF179B КТ682Б2
BD166 КТ720А
2N4238 КТ721А
BD168 КТ722А
2N3054 КТ723А
BD170 КТ724А
BD165 КТ728А
BUY90 КТ8107В (Г)
MIE13005 КТ8121А2
MIE13004 КТ8121Б2
2SD401A КТ8146А
2SC4055 КТ8146Б
TIP41C КТ8212А—В
BU2506D КТ8248А1
BUD44D2 КТ8261А
STD18202 КТ828Г
BU205 КТ838Б
2SB834 КТ842В
2SD1279 КТ846Б
BVX14 КТ846В
BD223 КТ856А1
BD944 КТ856Б1
2N5839 КТ862Б
2N5840 КТ862В
2SC1173 КТ862Г
2SC1624 КТ863Б
2SC1625 КТ863В
2SC2794 КТ866А
2N4913 КТ866Б
BU508 КТ872
2SA1682-5 КТ9115А, Б, КТ9143А, Б, В
SD1015 КТ9116А
MRF422 КТ9116А, В
I02015A КТ9116Б
2SC3596F КТ9142А
TCC2023-6L КТ9150А, 2Т9155В
2SC3812 КТ9151АС
2023-15T КТ9152А
27AM05 КТ9170А
SDT3207 КТ9171А, Б
LT1739 КТ9171В
2SB596 КТ9176А
MJE2801T КТ9177А
SD1483 КТ917А
2N6180 КТ9180А, Б, 2Т877Г
2N6181 КТ9180В, Г
D44H7 КТ9181А, Б
MRF430 КТ9181В, Г
2N5102 КТ921А, В
2N2219 КТ928Б
BC303 КТ933А
2N5996 КТ945Б
2N5642 КТ945В, Г
2N5643 КТ949А
2SC2331 КТ961, КТ9171
2N4440 КТ972В
2N5995 КТ972Г
LOT-1000D1-12B КТ979А
2N4976 КТ996А2
2SC976 КТ996Б2
2N4128 КТ997В
MP42 МП42Б
ASZ18 П217В, ГТ711

Биполярные транзисторы до 40 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
SG769 2Т3133А npn 0. 3 ТО-126
2Т837В,Е pnp 8 ТО-220
2SA1020 2Т860В pnp 2 ТО-39
2Т877В pnp 20 ТО-3
KT315H n-p-n 20 0.1
KT503A n-p-n 25 0.15
KT503B n-p-n 25 0.15
KT686F p-n-p 25 0.8
KTJ107B p-n-p 25 0.1
авзтт p-n-p 30 7.5
ГТ313А p-n-p 15 0.03
ГТ313Б p-n-p 15 0. 03
ГТ313В p-n-p 15 0.03
ГТ328А p-n-p 15 0.01
ГТ328Б p-n-p 15 0.01
ГТ328В p-n-p 15 0.01
ГТ346А p-n-p 20 0.01
ГТ346Б p-n-p 20 0.01
ГТ346В p-n-p 20 0.01
К13115Г-2 n-p-n 7 0.08
КГ117Г n-база 30 0.05
КГ201А(М) n-p-n 20 0.02
КТ117А n-баэа 30 0. 05
КТ117Б n-баэа 30 0.05
КТ117В n-база 30 0.05
КТ201Б(М) n-p-n 20 0.02
КТ201В(М) n-p-n 10 0.02
КТ201Г(М) n-p-n 10 0.02
КТ201Д(М) n-p-n 10 0.02
КТ203Б(М) p-n-p 30 0.01
КТ203В(М) p-n-p 15 0.01
КТ208А(1) p-n-p 20 0.3
КТ208Б(1) p-n-p 20 0.3
КТ208В(1) p-n-p 20 0.3
КТ208Г(1) p-n-p 30 0.3
КТ208Д(1) p-n-p 30 0.3
КТ208Е(1) p-n-p 30 0.3
КТ209А p-n-p 15 0.3
КТ209Б p-n-p 15 0.3
КТ209Б1 p-n-p 15 0.3
КТ209В p-n-p 15 0.3
КТ209В1 p-n-p 15 0.3
КТ209В2 p-n-p 15 0.3
КТ209Г p-n-p 30 0.3
КТ209Д p-n-p 30 0.3
КТ209Е p-n-p 30 0.3
КТ306Б(М) n-p-n 10 0.03
кт306в(М) n-p-n 10 0.03
кт306г(М) n-p-n 10 0.03
кт306д(М) n-p-n 10 0.03
КТ3101А-2 n-p-n 15 0.02
КТ3102K(M) n-p-n 20 0.1
КТ3102В(М) n-p-n 30 0.1
КТ3102Г(М) n-p-n 20 0.1
КТ3102Д(М) n-p-n 30 0.1
КТ3102Е(М) n-p-n 20 0.1
КТ3102Ж(М) n-p-n 20 0.1
КТ3102И(М) n-p-n 20 0.1
КТ3107Г p-n-p 25 0.1
BC179AP КТ3107Д p-n-p 25 0.1
BC179 КТ3107Е p-n-p 20 0.1
КТ3107Ж p-n-p 20 0.1
КТ3107К p-n-p 25 0.1
КТ3107Л p-n-p 20 0.1
КТ3109А p-n-p 25 0.05
КТ3109Б p-n-p 20 0.05
КТ3109В p-n-p 20 0.05
КТ3115А-2 n-p-n 10 0.08
КТ3115В-2 n-p-n 10 0.08
КТ3120А n-p-n 15 0.02
КТ3123А-2 p-n-p 15 0.03
КТ3123Б-2 p-n-p 15 0.03
КТ3123В-2 p-n-p 10 0.03
КТ3126А p-n-p 20 0.02
КТ3126Б p-n-p 20 0.02
КТ3127А p-n-p 20 0.02
кт3128А(1) p-n-p 40 0.02
КТ3129В-9 p-n-p 30 0.1
КТ3129Г-9 p-n-p 30 0.1
КТ3129Д-9 p-n-p 20 0.1
КТ312А n-p-n 20 0.03
BFY39 КТ312Б n-p-n 35 0.03
КТ312В n-p-n 20 0.03
КТ3130В-9 n-p-n 30 0.1
КТ3130Г-9 n-p-n 20 0.1
КТ3130Д-9 n-p-n 30 0.1
КТ3130Е-9 n-p-n 20 0.1
КТ3130Ж-9 n-p-n 30 0.1
2N2712 КТ315А n-p-n 25 0.1
2N2926 КТ315Б n-p-n 20 0.1
КТ315В n-p-n 40 0.1
КТ315Г n-p-n 35 0.1
BFP722 КТ315Г1 n-p-n 35 0.1
2SC634 КТ315Д n-p-n 40 0.1
КТ315Е n-p-n 35 0.1
2SC641 КТ315Ж n-p-n 20 0.05
КТ315Р n-p-n 35 0.1
КТ3168А-9 n-p-n 15 0.03
КТ316А(М) n-p-n 10 0.05
КТ316Б(М) n-p-n 10 0.05
КТ316В(М) n-p-n 10 0.05
КТ316Г(М) n-p-n 10 0.05
КТ316Д(М) n-p-n 10 0.05
КТ325А(М) n-p-n 15 0.03
КТ325Б(М) n-p-n 15 0.03
КТ325В(М) n-p-n 15 0.03
КТ326А(М) p-n-p 15 0.05
КТ326Б(М) p-n-p 15 0.05
КТ339А(М) n-p-n 25 0.03
КТ339Б n-p-n 15 0.03
КТ339В n-p-n 25 0.03
КТ339Г n-p-n 25 0.03
КТ339Д n-p-n 25 0.03
КТ342А(М) n-p-n 30 0.05
КТ342Б(М) n-p-n 25 0.05
КТ342В(М) n-p-n 10 0.05
КТ342ГМ n-p-n 30 0.05
КТ342ДМ n-p-n 25 0.05
КТ345А p-n-p 20 0.2
КТ345Б p-n-p 20 0.2
КТ345В p-n-p 20 0.2
КТ347А p-n-p 15 0.05
КТ347Б p-n-p 9 0.05
КТ347В p-n-p 6 0.05
КТ349А p-n-p 15 0.05
BC178 КТ349Б p-n-p 15 0.05
КТ349В p-n-p 15 0.05
КТ350А p-n-p 20 0.6
КТ351А p-n-p 15 (-0.4)
КТ351Б p-n-p 15 (-0.4)
КТ352А p-n-p 15 (-0.2)
КТ352Б p-n-p 15 (-0.2)
КТ355АМ n-p-n 15 0.03
2SA555 КТ361А p-n-p 25 0.1
КТ361Б p-n-p 20 0.1
КТ361В p-n-p 40 0.1
КТ361Г p-n-p 35 0.1
КТ361Г1 p-n-p 35 0.1
КТ361Д p-n-p 40 0.05
КТ361Е p-n-p 35 0.05
BC251 КТ361И p-n-p 15 0.05
КТ363А(М) p-n-p 15 0.03
КТ363Б(М) p-n-p 12 0.03
КТ368А(М) n-p-n 15 0.03
КТ371А n-p-n 10 0.02
КТ372А n-p-n 15 0.01
КТ372Б n-p-n 15 0.01
КТ382А(М) n-p-n 10 0.02
КТ382Б(М) n-p-n 10 0.02
КТ391А-2 n-p-n 10 0.01
КТ391Б-2 n-p-n 10 0.01
КТ391В-2 n-p-n 10 0.01
КТ399А n-p-n 15 0.02
КТ399АМ n-p-n 15 0.03
2N3906 КТ501 Ж,И,К pnp 0.3 ТО-92
КТ501А p-n-p 15 0.3
КТ501Б p-n-p 15 0.3
КТ501В p-n-p 15 0.3
КТ501Г p-n-p 30 0.3
КТ501Д p-n-p 30 0.3
КТ501Е p-n-p 30 0.3
КТ502А p-n-p 25 0.15
КТ502Б p-n-p 25 0.15
КТ502В p-n-p 40 0.15
КТ502Г p-n-p 40 0.15
2SC1815 КТ503 А,Б npn 0.15 ТО-92
КТ503В n-p-n 40 0.15
КТ503Г n-p-n 40 0.15
КТ603А n-p-n 30 0.3
КТ603Б n-p-n 30 0.3
Кт603в n-p-n 15 0.3
КТ603Г n-p-n 15 0.3
Кт603д n-p-n 10 0.3
КТ603Е n-p-n 10 0.3
Кт603и n-p-n 30 0.3
BC547  КТ6111 (А-Г) npn 0.1 ТО-92
2SA1266  КТ6112 (А-В) pnp 0.1 ТО-92
КТ6127Г p-n-p 30 2
КТ6127Д p-n-p 12 2
КТ6127Е p-n-p 12 2
2N4403  КТ626А pnp 0.5 ТО-126
КТ626Г p-n-p 20 0.5
КТ626Д p-n-p 20 0.5
BD136 КТ639А,Б,В pnp 1.5 ТО-126
КТ639И p-n-p 30 1.5
КТ644В p-n-p 40 0.6
КТ644Г p-n-p 40 0.6
2N3904 КТ645Б n-p-n 40 0.3 ТО-92
2N4401  КТ646Б n-p-n 40 1 ТО-126
BC337  КТ660А npn 0.8 ТО-92
КТ660Б n-p-n 30 0.8
BC557  КТ668 (А-В) pnp 0.1 ТО-92
КТ680А n-p-n 25 0.6
КТ681А p-n-p 25 0.6
BC635 КТ684А npn 1 ТО-92
КТ685 А,В pnp 40 0.6 ТО-92
КТ685д p-n-p 25 0.6
КТ685Е p-n-p 25 0.6
КТ685Ж p-n-p 25 0.6
BC327 КТ686 А,Б,В pnp 45 0.8 ТО-92
КТ686Г p-n-p 25 0.8
КТ686Д p-n-p 25 0.8
КТ686Ж p-n-p 25 0.8
BC636 КТ692А pnp 1 ТО-39
КТ695А n-p-n 25 0.03
КТ698Г n-p-n 30 2
КТ698Д n-p-n 12 2
КТ698Е n-p-n 12 2
КТ8111Б’ n-p-n 40 0.02
КТ8111В» n-p-n 30 0.02
КТ8130А* p-n-p 40 4
КТ8131А* n-p-n 40 4
КТ814А pnp 25 1.5 ТО-126
КТ814Б p-n-p 40 1.5
BD135 КТ815А npn 30 1.5 ТО-126
BD434 КТ816А p-n-p 40 3
КТ816А2 p-n-p 40 3
2SB856 КТ816Б pnp 3 ТО-126
BD435 КТ817А,Б npn 40 3 ТО-126
TIP33 КТ818А pnp 40 10 ТО-220
КТ818АМ p-n-p 40 15
TIP34 КТ819А,Б npn 40 10 ТО-220,
9527 КТ819АМ n-p-n 40 15
КТ825Е* p-n-p 30 0.02
КТ829Г npn 8 ТО-220
КТ835А p-n-p 30 3
КТ835Б pnp 7.5 ТО-220
КТ837Ж p-n-p 30 7.5
КТ837И p-n-p 30 7.5
КТ837К p-n-p 30 7.5
FMMT717 КТ852Г pnp 2 ТО-220
КТ853Г pnp 8 ТО-220
2SD1062 КТ863А npn 30 10 ТО-220
КТ896В* p-n-p 30 0.02
КТ943А npn 2 ТО-126
КТ972Б npn 4 ТО-126
2SB857 КТ973Б  pnp 4 ТО-126
ктзб1Ж p-n-p 10 0.05
ктзевБ(М) n-p-n 15 0.03
КТЗОвА(М) n-p-n 10 0.03
КТЭ72В n-p-n 15 10
СТ837У p-n-p 30 7.5
СТ837Ф p-n-p 30 7.5

Биполярные транзисторы до 60 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
2Т708Б pnp 2.5 ТО-39
MJE2955 2Т709В pnp 10  ТО-3
2Т709В2* p-n-p 60 10
BDX85 2Т716В,В1 npn 60 10 ТО-3
BDX78 2Т818В p-n-p 60 15
2Т819В p-n-p 60 15
2Т825В pnp 20 ТО-3
2Т825В2 pnp 60 15 ТО-220
2Т830Б pnp 2 ТО-39
2Т831Б npn 2 ТО-39
2Т836В pnp 3 ТО-39
2Т837Б,Д pnp 8 ТО-220
MJE3055 2Т875В npn 10 ТО-3
2Т877Б pnp 20 ТО-3
2Т880В pnp 2 ТО-39
2Т881В npn 2 ТО-39
2SC3402  503В,Г npn 0.15 ТО-92
ICT814B p-n-p 60 1.5
KT6S8B n-p-n 50 2
ГТ806Г p-n-p 50 15
ГТ905Б p-n-p 60 3
КТ203А(М) p-n-p 60 0.1
КТ208Ж(1) p-n-p 45 0.3
КТ208И(1) p-n-p 45 0.3
КТ208К(1) p-n-p 45 0.3
КТ208Л(1) p-n-p 60 0.3
КТ208М(1) p-n-p 60 0.3
КТ209Ж p-n-p 45 0.3
КТ209И p-n-p 45 0.3
КТ209К p-n-p 45 0.3
КТ209Л p-n-p 60 0.3
КТ209М p-n-p 60 0.3
BC182 КТ3102А(М) n-p-n 50 0.1
КТ3102Б(М) n-p-n 50 0.1
BC212 КТ3107А p-n-p 45 0.1
BCY78 КТ3107Б p-n-p 45 0.1
BCY78 КТ3107И p-n-p 45 0.1
КТ3108А p-n-p 60 0.2
КТ3108Б p-n-p 45 0.2
КТ3108В p-n-p 45 0.2
PN5132 КТ3117А(1) n-p-n 60 0.4
КТ3129А-9 p-n-p 50 0.1
КТ3129Б-9 p-n-p 50 0.1
КТ3130А-9 n-p-n 50 0.1
КТ3130Б-9 n-p-n 50 0.1
КТ313А(М) p-n-p 60 0.35
2N2907 КТ313Б(М) p-n-p 60 0.35
КТ315И n-p-n 60 0.05
КТ361К p-n-p 60 0.05
КТ501Ж p-n-p 45 0.3
КТ501И p-n-p 45 0.3
КТ501К p-n-p 45 0.3
КТ501Л p-n-p 60 0.3
КТ501М p-n-p 60 0.3
КТ502Д p-n-p 60 0.15
КТ502Е p-n-p 60 0.15
BSR41 КТ530А npn 1 TO-92
КТ6127В p-n-p 50 2
BD138  КТ626Б pnp 60 0.5 ТО-126
BC637  КТ630Д,Е npn 1 ТО-39
КТ639А p-n-p 45 1.5
КТ639Б p-n-p 45 1.5
КТ639В p-n-p 45 1.5
КТ639Г p-n-p 60 1.5
BD138 КТ639Г,Д pnp 60 1.5 ТО-126
2N3545 КТ644(А-Г) pnp 60 0.6 ТО-126
КТ645А npn 60 0.3 ТО-92
BD137  КТ646А npn 0.5 ТО-126
КТ659А npn 1.2 ТО-39
2SA684  КТ661А  pnp 0.6 ТО-39
BC556 КТ662А pnp 0.4 ТО-39
КТ668А p-n-p 45 0.1
КТ668Б p-n-p 45 0.1
КТ668В p-n-p 45 0.1
КТ683Д n-p-n 60 1
2SD1616 КТ683Д,Е npn 60 1 ТО-126
КТ685Б p-n-p 60 0.6
BC638 КТ685Б,Г pnp 60 0.6 ТО-92
SA1245 КТ686А p-n-p 45 0.8
КТ686Б p-n-p 45 0.8
КТ686В p-n-p 45 0.8
2SC2655  КТ698В npn 2 ТО-92
КТ801Б n-p-n 60 2
КТ8106Б n-p-n 45 0.02 ТО-220
КТ8111А’ n-p-n 50 0.02
КТ8111В9 npn 20 ТО-218
КТ8116В npn 8 ТО-220
КТ8118Б* n-p-n 60 8
2SA1469  КТ8130Б pnp 60 4 ТО-126
КТ8131Б’ n-p-n 60 4
КТ815Б n-p-n 45 1.5
2SB1366  КТ816В pnp 60 3 ТО-126
КТ817Б n-p-n 45 3
КТ817Б2 n-p-n 45 3
2N5191  КТ817В npn 60 3 ТО-126
КТ818Б p-n-p 50 10
9535 КТ818БМ p-n-p 50 15
КТ819Б n-p-n 50 10
2N3055 КТ819БМ n-p-n 50 15
КТ825Д* p-n-p 60 20
КТ827В npn 60 20 ТО-3
TIP3055 КТ8284А npn 12 ТО-220
TIP120 КТ829В npn 60 8 ТО-220
КТ837Б p-n-p 60 7.5
КТ837В p-n-p 60 7.5
КТ837Г p-n-p 45 7.5
КТ837Д p-n-p 45 7.5
КТ837Л p-n-p 60 7.5
КТ837М p-n-p 60 7.5
КТ852В pnp 2 ТО-220
КТ853В pnp 8 ТО-220
КТ896Б pnp 20 ТО-220
КТ908А n-p-n 60 10
КТ908Б n-p-n 60 10
BD137 КТ961В npn 45 1.5 ТО-126
BD677 КТ972А npn 60 4 ТО-126
BD678  КТ973А pnp 4 ТО-126
КТ973А’ p-n-p 60 4
КТ997А n-p-p 45 10
КТ997Б n-p-n 45 10
КТМ7Е p-n-p 45 7.5
ОГ837Н p-n-p 60 7.5
СГ837П p-n-p 45 7.5
СГ837Р p-n-p 45 7.5
Т852В* p-n-p 60 2.5
Т852Г p-n-p 45 2.5
Т853В* p-n-p 60 8
Т853Г p-n-p 45 8
Тв37С p-n-p 45 7.5

Биполярные транзисторы до 70 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
2Т831В npn 2 ТО-39
2Т837А,Г pnp 8 ТО-220
2Т860Б pnp 2 ТО-39
2Т875Б npn 10 ТО-3
2Т876Б pnp 10  ТО-3
КТ6127Б p-n-p 70 2
КТ698Б npn 2 ТО-92
КТ69ВБ n-p-n 70 2
КТ808ГМ npn 10 ТО-3
КТ814В pnp 65 1.5 ТО-126
КТ815В npn 1.5 ТО-126
КТ818В pnp 70 10 ТО-220,
КТ818ВМ p-n-p 70 15
КТ919В n-p-n 70 10
КТ919ВМ n-p-n 70 15
КТ943 Б,Д npn 2 ТО-126

Биполярные транзисторы до 80 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
TIP33B 2Т709Б pnp 10 ТО-3
2Т709Б2* p-n-p 80 10
2Т716Б,Б1 npn 10 ТО-3
2Т716б1* n-p-n 80 10
BD204 2Т818Б p-n-p 80 15
2Т819Б p-n-p 80 15
2Т825Б pnp 20 ТО-3
2Т825Б2 pnp 80 15 ТО-220
BD140  2Т830В pnp 2 ТО-39
2Т836А,Б pnp 3 ТО-39
2Т875А,Г npn 10 ТО-3
2Т876А,Г pnp 10 ТО-3
2Т877А pnp 20 ТО-3
2Т880Б pnp 2 ТО-39
BD139 2Т881Б npn 2 ТО-39
ГТ806А p-n-p 75 15
ГТ905А p-n-p 75 3
ГТ906А(М) p-n-p 75 6
КДТ8281А pnp 60 ТО-218
PN3691 КТ3117Б n-p-n 75 0.4
2SC1627 КТ503Д npn 0.15 ТО-92
КТ602В n-p-n 80 0.075
КТ602Г n-p-n 80 0.075
2SA935 КТ626В pnp 80 0.5 ТО-126
КТ684Б npn 1 ТО-92
КТ801А n-p-n 80 2
КТ808ВМ npn 10 ТО-3
КТ8106А npn 80 20 ТО-220
TIP151 КТ8111Б9 npn 20 ТО-218
2SD2025  КТ8116Б npn 80 8 ТО-220
КТ8130В* p-n-p 80 4
КТ8131В* n-p-n 80 4
TIP34B КТ819Б,В* npn 10 ТО-220
КТ827Б npn 80 20 ТО-3
КТ8284Б npn 12 ТО-220
BD679  КТ829Б npn 80 8 ТО-220
КТ837А p-n-p 80 7.5
КТ852Б pnp 2 ТО-220
BDX34B КТ853Б pnp 8 ТО-220
2N6039 КТ943В,Г npn 2 ТО-126
КТ961Б npn 1.5 ТО-126
КТД8280А npn 60 ТО-218
КТД8283А pnp 60 ТО-218
Т852Б* p-n-p 80 2.5
Т853Б’ p-n-p 80 8

Биполярные транзисторы до 130 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
1Т813А p-n-p 100 30
1Т813Б p-n-p 125 30
2Т708А pnp 2.5 ТО-39
BDX34C 2Т709А pnp 100 10  ТО-3
BDX33C 2Т716А,А1 npn 10 ТО-3
2Т716АГ* n-p-n 100 10
2Т819А p-n-p 100 15
2Т825А pnp 20 ТО-3
2Т825А2 pnp 15 ТО-220
2Т830Г pnp 2 ТО-39
SD1765 2Т831Г npn 2 ТО-39
2Т860А pnp 2 ТО-39
2Т880А,Г pnp 2 ТО-39
2Т881А,Г npn 2 ТО-39
2Т935Б npn 20 ТО-220
ГТ806Б p-n-p 100 15
ГТ806В p-n-p 120 15
КТ503Е npn 0.15 ТО-92
SK3835 КТ601А,АМ npn 100 0.03 ТО-126
КТ602А,АМ npn 0.075 ТО-126
КТ602Б(М) n-p-n 100 0.075
2SA715D КТ6102А pnp 1.5 ТО-92
BF336 КТ6103А npn 1.5 ТО-92
КТ6127А p-n-p 90 2
КТ6127Ж p-n-p 120 2
BSY52 КТ630А n-p-n 120 1 ТО-39
КТ630Б n-p-n 120 1 ТО-39
2N1613 КТ630Г n-p-n 100 1 ТО-39
2SC2240 КТ638А,Б npn 0.1 ТО-92
КТ639Е p-n-p 100 1.5
КТ6836 n-p-n 120 1
КТ683Б npn 120 1 ТО-126
КТ683В n-p-n 120 1 ТО-126
КТ683Г n-p-n 100 1 ТО-126
BC639 КТ684В npn 1 ТО-92
BD237 КТ698А npn 2 ТО-92
КТ698Ж n-p-n 120 2
2N4237 КТ719А npn 1.5 ТО-126
КТ802А n-p-n 130 5
КТ805БМ,ВМ npn 5 ТО-220
КТ807А n-p-n 100 0.5
КТ807А,Б npn 100 0.5 ТО-126
КТ808 АМ,БМ npn 10 ТО-3
TIP150 КТ8111А9 npn 20 ТО-218
КТ8115А pnp 8 ТО-220
КТ8116А npn 100 8 ТО-220
2N5400  КТ814Г pnp 1.5 ТО-126
КТ815Г npn 85 1.5 ТО-126
TIP42C  КТ816Г pnp 90 3 ТО-126
КТ817Г npn 90 3 ТО-126
КТ817Г2 n-p-n 90 3
TIP33B  КТ818Г pnp 90 10 ТО-220
КТ818ГМ p-n-p 90 15
TIP34C КТ819А,Г npn 100 10 ТО-220
2N3055 КТ819ГМ n-p-n 100 15
КТ8246 А,Б npn 15 ТО-220
КТ825* p-n-p 90 20
КТ827А npn 100 20 ТО-3
КТ8284В npn 12 ТО-220
TIP122 КТ829А npn 100 8 (5) ТО-220
КТ852А pnp 2 ТО-220
КТ853А pnp 8 ТО-220
BD946 КТ896А pnp 20 ТО-220
КТ961А npn 1.5 ТО-126
ктвзэж p-n-p 100 1.5
КТД8257А npn 20 ТО-220
КТД8278Б,В npn 20 ТО-220
КТД8280Б npn 60 ТО-218
КТД8281Б pnp 60 ТО-218
КТД8283Б pnp 60 ТО-218
ПИЛОН-3А npn 15 ТО-220
Т852А- p-n-p 100 2.5
Т853А- p-n-p 100 8

Биполярные транзисторы до 160 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
1Т813В p-n-p 150 30
ГТ806Д p-n-p 140 15
2N5401 КТ6116 pnp 0.6 ТО-92
2N5551 КТ6117 npn 0.6 ТО-92
2SC2383 КТ630В npn 150 1 ТО-39
КТ663А n-p-n 150 1
КТ683А npn 1 ТО-126
КТ698И n-p-n 160 2
2SA1186 КТ712Б pnp 10 ТО-220
КТ805АМ npn 5 ТО-220
BU289 КТ8101А n-p-n 160 16 ТО-218
КТ8101Б npn 16 ТО-218
2SA1294  КТ8102А p-n-p 160 16 ТО-218
2SA1216 КТ8102Б pnp 16 ТО-218
КТ8123А npn 150 2 ТО-220
КТ8246В,Г npn 15 ТО-220
КТ850В npn 2 ТО-220
2SA940  КТ851В pnp 2 ТО-220
КТ855Б p-n-p 150 5
КТ855Б,В pnp 150 5 ТО-220
2SC3907 КТ863БС npn 12 ТО-220
КТ899А npn 150 8 ТО-220
КТ940В npn 160 0.1 ТО-126
2N5996 КТ945А n-p-n 150 15 ТО-3
КТД8257Б npn 20 ТО-220
ПИР-2 (КТ740А) npn 20 ТО-220
2SC2230  Т611В,Г npn 0.1 ТО-126
Т850В n-p-n 150 2
Т851В p-n-p 150 2

Биполярные транзисторы до 200 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
КГвИ AM n-p-n 180 0.1
КТ504Б npn 200 1 ТО-39
2SC1473  КТ611А,Б npn 0.1 ТО-126
КТ611БМ n-p-n 180 0.1
КТ6127К p-n-p 200 2
КТ698К n-p-n 200 2
КТ712А pnp 10  ТО-220
КТ8105А n-p-n 200 20
КТ8124А n-p-n 200 7
КТ8124Б n-p-n 200 7
КТ8140А n-p-n 200 7
КТ842Б pnp 5 ТО-3
КТ851А pnp 2 ТО-220
BU406 КТ864А npn 10 ТО-3
КТ865А pnp 10 ТО-3
BVR11 КТ867А npn 25 ТО-3
КТ879А npn 200 50 КТ-5
BVT91 КТ879Б n-p-n 200 50
КТ897Б npn 200 20 ТО-218
2N6077 КТ898Б npn 200 20 ТО-218
КТД8257(А-Г) npn 20 ТО-220
КТД8278А npn 20 ТО-220
Т850А n-p-n 200 2
Т851А p-n-p 200 2

Биполярные транзисторы до 250 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
2Т862А,Б npn 15 ТО-3
2Т882В npn 1 ТО-220
2SA1837 2Т883Б pnp 1 ТО-220
КТ3157А p-n-p 250 0.03
КТ504В npn 1 ТО-39
КТ505Б pnp 250 1 ТО-39
КТ604А(М) n-p-n 250 0.2
КТ604Б(М) n-p-n 250 0.2
КТ605А(М) n-p-n 250 0.1
0.1 КТ605А,Б npn 250 0.1 ТО-126
КТ844А npn 10 ТО-3
КТ850А,Б npn 2 ТО-220
КТ851Б pnp 2 ТО-220
КТ855А pnp 5 ТО-220
MJE15032 КТ857А npn 250 7 ТО-220
КТ940Б npn 250 0.1 ТО-126
КТ969А npn 0.1 ТО-126
КТ999А n-p-n 250 0.05
КТЭвЭА n-p-n 250 0.1
Т850Б n-p-n 250 2
Т851Б p-n-p 250 2
Т855А p-n-p 250 5

Биполярные транзисторы до 300 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
MJE340  2Т882Б npn 1 ТО-220
2Т883А pnp 1 ТО-220
MJE13002 КТ504А npn 1 ТО-39
КТ505А p-n-p 300 1
2SA1371 КТ6104А pnp 0.15 ТО-92
BFJ57 КТ6105А npn 0.15 ТО-92
КТ8109А,Б npn 7 ТО-220
КТ8109Б* n-p-n 300 7
КТ8121Б npn 300 4 ТО-220
КТ8124В npn 7 ТО-220
КТ812В n-p-n 300 8
КТ8232А,Б npn 20 ТО-218
КТ8258Б npn 4 ТО-220
КТ8259Б npn 8 ТО-220
КТ8260А npn 15 ТО-220
КТ8285А npn 30 ТО-218
КТ842А pnp 5 ТО-3
КТ854Б npn 10 ТО-220
КТ890(А-В) npn 20 ТО-218
КТ892А,В npn 15 ТО-3
КТ897А npn 20 ТО-218
КТ898А npn 20 ТО-218
2SA1091  КТ9115А pnp 300 0.1 ТО-126
КТ940А n-p-n 300 0.1
КТД8252(А-Г) npn 15 ТО-220
КТД8262(А-В) npn 7 ТО-220
КТД8279(А-В) npn 10 ТО-220
MJE350 Т505А pnp 1 ТО-39
2SC2482  Т940А npn 0.1 ТО-126

Биполярные транзисторы до 400 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
2SA1625  2Т509А pnp 0.02 ТО-39
MJE13009  2Т862В npn 10 ТО-3
2SC4138 2Т862Г npn 10 ТО-3
MJE13003  2Т882А npn 1 ТО-220
2Т885А npn 40 ТО-3
ав40Б n-p-n 350 8
BUX84 КТ704Б,В npn 2.5
КТ809А n-p-n 400 3
BU208A КТ8104А n-p-n 350 20
2SC2625 КТ8117А npn 400 10 ТО-218
КТ8121А npn 400 4 ТО-220
2SC3039 КТ8124А,Б npn 7 ТО-220
MJE13007 КТ8126А npn 8 ТО-220
КТ8136А n-p-n 400 10
MJE13005 КТ8258А npn 4 ТО-220
2SC4834 КТ8259А npn 8 ТО-220
КТ8260Б npn 15 ТО-220
КТ8285Б npn 30 ТО-218
КТ834В npn 400 15 ТО-3
2SD1409 КТ840А,Б npn 6 ТО-3
2SC3306 КТ841Б npn 10 ТО-3
BUT11 КТ845А npn 5 ТО-3
КТ848А npn 15 ТО-3
2SC2335 КТ858А npn 400 7 ТО-220
2N4914 КТ890А* n-p-n 350 20
2N4915 КТ890Б* n-p-n 350 20
КТ890В* n-p-n 350 20
MI10000 КТ892Б npn 400 15 ТО-3
КТД8279А npn 10 ТО-220
Т840А n-p-n 400 6
Т848А n-p-n 400 15
Т854Б n-p-n 400 10

Биполярные транзисторы до 500 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
2Т812Б n-p-n 500 10
2Т856В npn 10 ТО-3
2Т885Б npn 40 ТО-3
ICT8110B n-p-n 450 7
KT8120A n-p-n 450 8
SF123C КТ6107А npn 0.13 ТО-92
BD140 КТ6108А pnp 0.13 ТО-92
2SC3970 КТ704А npn 2.5
КТ8108А n-p-n 500 5
КТ8108Б n-p-n 500 5
КТ8110А n-p-n 450 7
КТ8110Б n-p-n 450 7
BUL310 КТ8120А npn 3 ТО-220
КТ812Б npn 500 8 ТО-3
КТ8260В npn 15 ТО-220
КТ8285В npn 30 ТО-218
КТ834А n-p-n 500 15
КТ834А,Б npn 450 15 ТО-3
КТ854А npn 10 ТО-220
ПИР-1 npn 20 ТО-218

Биполярные транзисторы до 600 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
2SC5249 2Т884Б npn 2 ТО-220
КТ506Б npn 600 2 ТО-39
КТ8107В n-p-n 600 5
КТ8144Б npn 25 ТО-3
2SC5386 КТ8286А npn 5 ТО-218
2SC2027 КТ828Б n-p-n 600 5
2SD2499  КТ828Б,Г npn 5 ТО-3
2SC5387 КТ841А,В npn 10 ТО-3
2SC4706  КТ847А npn 15 ТО-3
ST1803 КТ856А1,Б1 npn 10 ТО-218
КТ878В npn 600 30 ТО-3
2SA1413 КТ887Б pnp 2 ТО-3
КТ888Б pnp 0.1 ТО-39
СТ841А n-p-n 600 10
СТ841В n-p-n 600 10
Т854А n-p-n 600 10

Биполярные транзисторы до 700 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
2Т812А n-p-n 700 10
2Т856Б npn 10 ТО-3
КТ8107(А-Г) npn 700 8 ТО-220
КТ8114А n-p-n 700 8
КТ8127А(1) n-p-n 700 5
КТ8127Б(1) n-p-n 700 5
КТ8127В(1) n-p-n 700 5
КТ8129А n-p-n 700 5
BUh200 КТ812А npn 700 10 ТО-3
КТ8137А npn 1.5 ТО-126
КТ826(А-В) npn 700 1 ТО-3
КТ8286Б npn 5 ТО-218
КТ887А pnp 2 ТО-3
Т847А n-p-n 650 15

Биполярные транзисторы до 800 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
2Т884А npn 2 ТО-220
КТ506А npn 2 ТО-39
КТ8118А npn 800 3 ТО-220
2SC3998 КТ8144А npn 25 ТО-3
КТ8286В npn 5 ТО-218
SML804 КТ828А,В npn 800 5 ТО-3
2SC3150 КТ859А npn 800 3 ТО-220
2SC5002  КТ868Б npn 6 КТ-9
BVP38 КТ878Б npn 800 30 ТО-3
СТ841Б n-p-n 800 10

Биполярные транзисторы до 900 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
КТ888А pnp 0.1 ТО-39
2SC3979 КТ868А npn 6 КТ-9
2Т856А npn 10 ТО-3
КТ878А npn 30 ТО-3

Биполярные транзисторы до 1500 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
BU108 КТ8107А n-p-n 1500 8
BU508 КТ838А npn 5 ТО-3
BU2520 КТ839А npn 10 ТО-3
BU2506 КТ846А npn 5 ТО-3
BU2508  КТ872А,Б npn 8 ТО-218
2SC5270 КТ886А1 npn 10 ТО-218
BU1508 КТ886Б1 npn 8 ТО-218
Т846А n-p-n 1500 5
Т846В n-p-n 1500 5
Т848Б n-p-n 1200 5

Биполярные транзисторы свыше 2000 В

Зарубежные Отечественные Тип перехода U max, В I max, А Корпус
2Т713А npn 2500 3 ТО-3
КТ710А npn 5 ТО-3

Однопереходные транзисторы

Зарубежные Отечественные
2N1573 КТ117ВМ
2N1923 КТ117АМ

Мощные полевые транзисторы

Импортные Отечественные
IRFZ10 КП739Б
IRFZ15 КП739В
IRF740 КП740
IRFZ24 КП740А
IRFZ20 КП740Б
IRFZ25 КП740В
IRFZ48 КП741А
IRFZ46 КП741Б
STH75N06 КП742А
STH75N05 КП742Б
IRF510 КП743А
IRF511 КП743Б
IRF512 КП743В
IRF520 КП744А
IRF521 КП744Б
IRF522 КП744В
IRL520 КП744Г
IRF530 КП745А
IRF531 КП745Б
IRF532 КП745В
IRL530 КП745Г
IRF540 КП746А
IRF541 КП746Б
IRF542 КП746В
IRL540 КП746Г
IRFP150 КП747А
IRF610 КП748А
IRF611 КП748Б
IRF612 КП748В
IRF620 КП749А
IRF621 КП749Б
IRF622 КП749В
IRF640 КП750А
IRF641 КП750Б
IRF642 КП750В
IRL640 КП750Г
IRF720 КП751А
IRF721 КП751Б
IRF722 КП751В
IRF730 КП752А
IRF731 КП752Б
IRF732 КП752В
IRF830 КП753А
IRF831 КП753Б
IRF832 КП753В
STP40N10 КП771А
IRF820 КП820
IRF830 КП830
IRF840 КП840
IRF150 КП150
IRF240 КП240
IRF250 КП250
IRF340 КП340
IRF350 КП350
BF410C КП365А
BF960 КП382А
IRF440 КП440
IRF450 КП450
ZVN2120 КП501А
BSS124 КП502
BSS129 КП503
BSS88 КП504
BSS295 КП505
IRF510 КП510
IRF520 КП520
IRF530 КП530
IRF540 КП540
IRF610 КП610
IRF620 КП620
IRF630 КП630
IRF640 КП640
BUZ90 КП707Б1
IRF710 КП710
IRF350 КП717Б
BUZ45 КП718А
IRF453 КП718Е1
IRF720 КП720
BUZ36 КП722А
IRFZ44 КП723А
IRFZ45 КП723Б
IRFZ40 КП723В
IRLZ44 КП723Г
MTP6N60 КП724А
IRF842 КП724Б
TPF450 КП725А
BUZ90A КП726А
BUZ71 КП727А
IRFZ34 КП727Б
IRLZ34 КП727В
BUZ80A КП728А
IRF730 КП730
IRGPH50F КП730А
IRF710 КП731А
IRF711 КП731Б
IRF712 КП731В
IRF630 КП737А
IRF634 КП737Б
IRF635 КП737В
IRFZ14 КП739А

Слабые полевые транзисторы

Импортные Отечественные
U1899E КП329A
2N2841 КП301Г
2N3332 КП301Б
2N3365 КП329A
2N3368 КП329A
2N3369 КП333A
2N3331 КП307B
2N3370 КП329A
2N3436 КП329A
2N3438 КП333A
2N3458 КП333A
2N3459 КП329A
2N3460 КП329A
2N3796 КП303B
2N3797 КП303Г
2N3819 КП307Б
2N3823 КП329A
2N3909 КП301B
2N3971 КП902A
2N3972 КП902A
2N4038 КП329A
2N4091 КП902A
2N4092 КП902A
2N4220 КП329Б
2N4220A КП329Б
2N4221 КП333A
2N4221A КП329A
2N4222A КП329A
2N4224 КП329A
2N4302 КП329Б
2N4303 КП329Б
2N4304 КП329Б
2N4351 КП333A
2N4352 КП304A
2N4360 КП301B
2N4393 КП902A
2N4416A КП329A
2N4860 КП333Б
2N4867 КП333A
2N5078 КП333A
2N5163 КП307Ж
2N5458 КП304A
2N5457 КП307E
2N5459 КП307Б
2N5654 КП329Б
2N6656 КП801Б
2SK11 КП303Д
2SK12 КП303Г
2SK15 КП303Г
2SK68A КП329A
2SK21H КП306A
2SK39 КП350A
BFW11 КП333Б
BF244 КП329А
BF245 КП329А
BF256B КП329А
BF960 КП327А
BF981 КП327Б
BSV79 КП333А
BSV80 КП333А
BUZ20 КП704А
CP652 КП907B
E100 КП333Б
E102 КП333Б
E111 КП329Б
E112 КП333Б
IRF120 КП922Б
MPF103 КП307Б
MPF102 КП303E
M103 КП304A
TIS68 КП307E
UC714 КП329Б
U1897E КП333A

Была ли статья полезна?

Да

Нет

Оцените статью

Что вам не понравилось?


Другие материалы по теме


Анатолий Мельник

Специалист в области радиоэлектроники и электронных компонентов. Консультант по подбору деталей в компании РадиоЭлемент.


Аналоги отечественных транзисторов. Замена транзисторов биполярных и полевых

За изобретение этого компонента учёные-физики получили Нобелевскую премию, благодаря чему была совершена революция в появлении интегральных схем и компьютеров. Транзисторы используют для управления током в электрической цепи. Они могут усиливать, преобразовывать и генерировать электрические сигналы. Для увеличения выходного тока и напряжения эти приборы применяют в области цифровой связи, в процессорах, цифровой технике. Используют полевые (униполярные) и биполярные приборы.

Транзисторы различаются по частоте (низко- и высокочастотные), по мощности, по материалам (германиевые, кремниевые, арсенидо-галлиевые, получаемые путём соединени галлия и мышьяка). В матрицах дисплеев на данный момент используют приборы на основе прозрачных полупроводников, предполагается в скором времени применять полупроводниковые полимеры.

У радиолюбителей иногда возникают трудности с заменой зарубежных, в частности японских, транзисторов. В бытовой технике используется большое количество различных приборов полупроводникового типа. Больше всего производят биполярных транзисторов (обратной и прямой проводимости). Их выпускает электронная промышленность в странах Северной Америки, Европы и Япония. На корпусах приборов можно встретить маркировку, одинаковую для Японии и Южной Кореи.

В зависимости от сложности предстоящего ремонта аппаратуры, можно рассмотреть общие подходы к замене транзисторов. В первом случае на корпусе транзистора есть маркировка, по которой определяется его тип, и этот прибор можно приобрести по небольшой цене на обычном рынке радиоприборов. В более сложном случае тип прибора легко определить, но трудно приобрести в силу дороговизны или отсутствия на отечественном рынке. В сложных случаях не возможно определить тип прибора или отсутствует инструкция по его эксплуатации.

Трудность заключается в том, что зачастую приходится заменять мощные импульсные транзисторы зарубежного производства отечественными аналогами, которые не всегда соответствуют всем необходимым параметрам. Например, трудно подобрать прибор в компактных корпусах и корпусах, сделанных из пластмассы, пластика. Но с лёгкостью можно подобрать отечественную замену приборам типа ТО-3 в металлическом корпусе. Важно учитывать размеры прибора, они должны совпадать.

Правильная замена прибора происходит при соблюдении соответствия изоляции двух вариантов (поломанного и купленного), способ соединения коллектора с пластиной корпуса, которая отводит тепло.


Если прибор, требующий замены, снабжён корпусом, обеспечивающим изоляцию, а его аналог имеет лишь в креплении пластиковую втулку, то устанавливаем для защиты прокладку из фторопласта или слюды. Фторопластом делают первичную обмотку высоковольтных проводов благодаря высокой способности к изоляции тока. Может понадобиться изолировать винт крепления, если нет изоляции втулки. Важно помнить при замене прибора, что транзисторы в металлическом корпусе лучше выполняют теплоотвод, чем их аналоги в пластмассовом корпусе.

При замене прибора вначале определитесь, какие параметры наиболее важны для данной техники, и руководствуйтесь ими в выборе заменителя. Для этого нужно иметь конкретные представления о схемах и параметрах включении транзистора. В ремонте чаще всего приходится заменять приборы для бытовой техники, видеомагнитофонов, телевизоров (выходные каскады импульсных блоков питания).

Для бытовой техники лучше всего подходят высокочастотные транзисторы . По указаниям на приборе можно определить, как изолирован корпус, насколько шумно работает прибор, где его использовать (например, для средств связи применяют тип G). Но в приборах со встроенными резисторами, диодами и прочими модификациями маркировка может отличаться от общепринятой. Так фирмы NEC и TOSHIBA имеют собственные обозначения высоко- и низкочастотных транзисторов.


Поломка полупроводникового прибора может произойти из-за перегрузок, колебаний напряжения в сети. Поэтому нужно искать замену с защитными резисторами, диодами, учитывать уровень сопротивления. Чтобы корпус не перегревался и не произошла повторная поломка, нужен быстродействующий прибор.

Когда заменяем транзистор, нужно учесть коэффициент передачи по току, рабочее напряжение на коллекторе прибора. Желательно, чтобы замена не была худшего качества, чем оригинал. Или включить параллельно несколько приборов меньшей мощности, но одного типа. При ошибке в установке аналога может происходить перегревание системы.

Полевые транзисторы заменить труднее, нежели биполярные. Их разновидностей меньше, а параметры значительно различаются. Выделяют два основных типа: с изолированным затвором и с р-n переходом. На этих приборах базируется вся современная цифровая техника. Их изготавливают на кристаллах кремния и применяют для построения схем процессора, памяти, логики. Однако кремниевые транзисторы обычно не работают при напряжениях выше 1 000 вольт.


В данной статье я хочу описать, на какие критерии нужно обращать внимание при подборе замены транзисторам . Надеюсь, статья будет полезной для начинающих радиолюбителей. Постараюсь информацию изложить очень кратко, но достаточно для правильного подбора транзистора при отсутствии аналогичного.

Биполярные транзисторы.

Предлагаю оценку и подбор аналога для замены транзистора начинать с анализа схемы – частота, напряжение, ток. Начнем подбор по быстродействию транзистора, то есть рабочей частоте транзистора. При этом граничная fгр. МГц (эта та на которой его коэффициент усиления равен единице) частота транзистора должна быть больше реальной частоты на которой работает устройство, желательно, во много раз. После подбора по частоте, производим выбор по допустимой мощности, иными словами ток коллектора транзистора должен превышать максимальный ток в первичной цепи. Далее подбираем транзистор по допустимому напряжению эмиттер-коллектор, которое также должно превышать максимальное прикладываемое к транзистору напряжение в любой момент времени. Коэффициент усиления: известно, что ток коллектора у биполярного транзистора с током базы связан через параметр h31. Проще говоря, ток коллектора больше тока базы в h31. Из этого можно сделать вывод, что лучше применять транзисторы значение этого параметра у которых как можно больше. Это позволит повысить КПД за счет снижения затрат на управление транзисторами, да и потом, транзистор с большим значением этого параметра проще ввести в режим насыщения. Далее чтобы меньше мощности потерять на транзисторе (при этом он будет меньше греться), нужно чтобы его напряжение насыщения (напряжение коллектор-эмиттер в открытом состоянии) было как можно меньше, ведь мощность выделяемая на транзисторе, равна произведению тока, протекающего через него, и падению напряжения на нем и еще, максимальная мощность рассеяния коллектора (приводится в справочнике) должна быть не меньше реально выделяемой, иначе транзистор не справится (мгновенно выйдет из строя). В статье «Транзисторы для импульсных блоков питания телевизоров. Замена» я уже описывал приемы замены транзисторов .

Полевые транзисторы.

Преимуществ перед биполярными у них много, а самое главное, цена ниже. Наиболее важные преимущества полевых транзисторов, на мой взгляд следующие:

  1. Он управляется не током, а напряжением (электрическим полем), это значительно упрощает схему и снижает затрачиваемую на управление мощность.
  2. В полевых транзисторах нет неосновных носителей, поэтому они могут переключаться с гораздо более высокой скоростью.
  3. Повышенная теплоустойчивость. Рост температуры полевого транзистора при подаче на него напряжения приведет, согласно закону Ома, к увеличению сопротивления открытого транзистора и, соответственно, к уменьшению тока.

Термоустойчивость полевого транзистора помогает разработчику при параллельном соединении приборов для увеличения нагрузочной способности. Можно включать параллельно достаточно большое число полевиков без выравнивающих резисторов в силовых цепях и при этом не опасаться рассиметрирования токов, что очень опасно для биполярных транзисторов. Однако параллельное соединение полевых транзисторов тоже имеет свои особенности.

Что касается подбора транзисторов для замены , то порядок примерно тот же самый, т е быстродействие затем мощность. Напряжение исток-сток также выбирается из тех же соображений, что и для биполярных, максимальный ток стока также выбирается с запасом, здесь это выбрать гораздо проще, т к полевые транзисторы имеют довольно большие допустимые токи стока и их разнообразие очень большое, чего не скажешь про биполярные — биполярные транзисторы с током коллектора больше 20 А, это уже редкость. Полевые транзисторы не имеют напряжения насыщения, у них есть аналогичный параметр — сопротивление открытого канала, у транзисторов с допустимым напряжением до 150 В оно составляет десятки миллиом, у более высоковольтных — омы. Чем меньше значение этого сопротивления, тем ближе параметры транзистора к идеальным и тем меньше потери. Мощность потерь (рассеяния) в открытом состоянии определяется как квадрат тока умноженный на сопротивление открытого канала. Естественно, чем меньше будет это значение, тем меньше будет транзистор греться. Аналог параметра h31 у полевого транзистора это крутизна характеристики. Этот параметр связывает между собой ток стока и напряжение на затворе, иными словами ток стока определяется как произведение напряжения на затворе и крутизны характеристики транзистора. Как правило ключевые транзисторы имеют большую крутизну характеристики. Еще у этого вида транзисторов есть так называемое порговое напряжение на затворе — это минимальное значения управляющего напряжения достаточное для введения транзистора в абсолютно открытый режим (насыщение). При подборе необходимо учитывать, чтобы минимальное напряжение на затворе не было ниже порогового, иначе вся мощность будет выделяться на транзисторе а не на нагрузке, т к он не полностью открыт. Такой режим работы, как правило, транзисторы не выдерживают — после включения выгорают с небольшой (или большой) задержкой. Параметр мощность рассеяния коллектора для биполярного транзистора имеет аналогичный для полевого — мощность рассеяния стока. Параметры абсолютно идентичны.

Активней пользуйтесь справочниками и интернетом, информации по параметрам транзисторов сейчас достаточно.

Сразу оговоримся, что речь пойдет о подборе аналогов N-канальных, «logic-level», полевых транзисторов которые можно встретить в цепях питания на материнских платах и видеокартах. Logic-level, в данном случае, означает, что речь идет о приборах которые управляются, т.е. способны полностью открывать переход Drain to Source, при приложении с затвору относительно небольшого, до 5 вольт, напряжения.

Как может выглядеть полевый транзистор

Рис.1 Корпус типа D²PAK, так же известен как TO-263-3.
Встречается в основном на пожилых платах, на современных используется редко.

Рис.2
Корпус типа DPAK, так же известен как TO-252-3.
Наиболее часто используется, представляет собой уменьшенный D²PAK.

Рис.3
Корпус типа SO-8.
Встречается на материнских платах и видеокартах, чаще на последних. Внутри может скрываться один или два полевых транзистора.

Рис.4
SuperSO-8, оно же — TDSON-8. Отличается от SO-8 тем, что 4 вывода соединены с подложкой транзистора, что облегчает температурный режим. Характерен для продуктов фирмы Infineon. Легко заменяется на аналог в корпусе SO-8

Рис.5
IPAK. Другое название — TO-251-3. По сути — полный аналог DPAK, но с полноценной второй ногой. Такой тип транзисторов очень любит использовать фирма Интел на ряде своих плат

Рис.A Первый вариант, один N-канальный транзистор.

Рис.B
Второй, два N-канальных транзистора.

Рис.C
Третий, N-канальный плюс P-канальный транзисторы в одном флаконе.

Рис.D
Корпус типа LFPAK или SOT669.
Частный случай корпуса SO-8 с одним N-канальным транзистором, где ножки с 5″ой по 8″ю заменены на теплоотводный фланец. На данный момент замечен только на видеокартах.

Как правило на место прибора в корпусе D²PAK без проблем ставиться аналогичный но в корпусе DPAK.

При определенной сноровке можно на посадочное место под DPAK «раскорячить» D²PAK, хотя выглядеть будет не эстетично.

LFPAK естественно без проблем меняется на SO-8 с одним N-канальным транзистором, и наоборот.

В остальных случаях необходимо подбирать прибор в полностью аналогичном корпусе.

Где может использоваться полевый транзистор

Выше мы договорись что рассматриваем только подсистему питания, посему вариантов немного:

  • Импульсный преобразователь напряжения.
  • Линейный стабилизатор напряжения.
  • Ключ в цепях коммутации напряжения.

Система маркировки полевых транзисторов

Рассмотрим оную на примере. Пускай, у нас есть 20N03. Это означает, что он рассчитан на напряжение (Vds) ~30V и ток (Id) ~20A. Буковка N означает, что это N-канальный транзистор. Но из любого правила есть исключения, так, например, фирма Infineon указывает в маркировке полевика Rds, а не максимальный ток.

IPP15 N03 Vds=30V Rds=12.6mΩ Id=42A TO220
IPB15 N03 L — Infineon OptiMOS N-channel MOSFET Vds=30V Rds=12.6mΩ Id=42A TO263(D²PAK)
SPI80 N03 S2L-05 — Infineon OptiMOS N-channel MOSFET Vds=30V Rds=5.2mΩ Id=80A TO262
NTD40 N03 R — On Semi Power MOSFET 45 Amps, 25 Volts Rds=12.6mΩ
STD10 PF06 — ST STripFET™ II Power P-channel MOSFET 60V 0.18Ω 10A IPAK/DPAK

Итак, в случае маркировки XXYZZ мы можем утверждать, что XX — или Rds, или Id Y — тип канала ZZ — Vds

Основные характеристики N-канального полевого транзистора

В общем различных параметров важных, и не очень, у полевых транзисторов много. Мы подойдем к вопросу с прикладной точки зрения и ограничимся рассмотрением необходимых нам практически параметров.

  • Vds — Drain to Source Voltage — максимальное напряжение сток-исток.
  • Vgs — Gate to Source Voltage — максимальное напряжение затвор-исток.
  • Id — Drain Current — максимальный ток стока.
  • Vgs(th) — Gate to Source Threshold Voltage — пороговое напряжение затвор-исток при котором начинает открываться переход сток-исток.
  • Rds(on) — Drain to Source On Resistance — сопротивление перехода сток-исток в открытом состоянии.
  • Q(tot) — Total Gate Charge — полный заряд затвора.

Хочу обратить внимание что параметр Rds(on) может указываться при разных напряжениях затвор-исток, как правило это 10 и 4.5 вольта, это важная особенность которую нужно обязательно учитывать.

Степень критичности параметров в разных применениях

  • Vds, Vgs — параметры всегда учитываемые, т.к. если если их превысить транзистор выходит из строя. Должен быть больше либо равен аналогичному параметру заменяемого прибора. В случае работы в импульсном преобразователе не стоит использовать приборы с запасом по рабочему напряжению более чем в 2-2.5 раза, т.к. приборы с большим рабочим напряжением, как правило, имеют худшие скоростные характеристики.
  • Id — параметр важный только в импульсном преобразователе, т.к. в остальных случаях ток крайне редко превышает 10% от номинального даже не слишком мощных приборов. Должен быть больше либо равен аналогичному параметру заменяемого прибора в случае с импульсным преобразователем, и быть не меньше 10 ампер в остальных случаях.
  • Vgs(th) — имеет, некоторое, значение при работе в линейном стабилизаторе, т.к. только там транзистор работает в активном, а не ключевом, режиме. Хотя практически logic-level полевых транзисторов которые могут не подойти по этому параметру не выпускается. Данный параметр критичен для линейных стабилизаторов, где в качестве управляющего элемента используется TL431 с питанием от +5В (к примеру, такая схема часто используется в линейных стабилизаторах напряжения на видеокартах)
  • Rds(on) — от этого параметра прямо-пропорционально зависит нагрев транзистора работающего в ключевом режиме, при прохождении тока через открытый канал. В данном случае чем меньше — тем лучше . ВНИМАНИЕ не следует забывать что защита от токовой перегрузки и КЗ ШИМ серий HIP63** и некоторых других исползует Rds(on) нижнего ключей (те что с дросселя на землю) в качестве датчика тока-зачителное его изменение изменит ток защиты и либо защита по току-будет работать раньше чем надо-результат просадки питания на пиках нагрузки-либо ток КЗ столь велик что убьет ключи раньше чем мама отключит БП снятием PW-ON поэтому строго говоря надо еще и Risen у шимки поменять(но это никто обычно не делает!)
  • Q(tot) — влияет на время перезаряда затвора, и соотвественно способно затягивать открытия и закрытия транзистора. Опять же чем меньше — тем лучше .

Документ от Fairchild Selection of MOSFETs in Switch Mode DC-DC Converters — рекомендации по подбору (а значит и замене) MOSFETs.

  • 284496 просмотров

Транзистор IGBT-принцип работы, структура, основные характеристики

Силовой транзистор IGBT управляется с помощью напряжения, подаваемого на управляемый электрод-«затвор», который изолирован от силовой цепи. Полное название прибора: биполярный транзистор с изолированным затвором.

Характерная черта для этого транзистора – очень малое значение управляющей мощности, использованной для коммутационных операций существенных токовых значений силовых цепей.

Рис. №1. Эффективность использования технологий на основе мощных IGBT-транзисторов

Преобладающее значение приобрело его использование в цепях силового предназначения для частотных преобразователей, для двигателей переменного тока, мощность, которых может доходить до 1 МВт. По своим вольтамперным характеристикам он считается аналогом биполярному транзистору, однако качественные энергетические показатели и чистота коммутационных действий намного выше, чем качество работы других полупроводниковых элементов.

Постоянно совершенствующиеся технологии позволяют улучшить качественные характеристики транзисторов. Созданы элементы, рассчитанные на большую величину напряжения, выше 3 кВ и большие значения тока до нескольких сотен ампер.

Основные характеристики мощных IGBT-транзисторов

 

  • Напряжение управления – это разрешенная проводимость, которая отпирает или запирает прибор.
  • Открытое проводящее состояние характеризуется падением напряжения, определяемым пороговым напряжением и внутренним сопротивлением, величина максимально допустимого тока.

Для применения в конструкции регуляторов скорости используются транзисторы, рассчитанные на рабочие частоты в пределах до нескольких десятков килогерц.

Преимущества IGBT транзисторов

  • Высокая плотность тока.
  • Практически отсутствие потерь статического и динамического типа.
  • Отсутствие управляющего тока позволяет не прибегать к использованию гальванически изолированных схем для работы и управления с применением дискретных элементов и предоставляет возможность создания интегральных схем – драйверов.
  • Стойкость к воздействию короткого замыкания.
  • Относительная простота параллельного соединения.

При разработке схем включения с транзисторами IGBT необходимо обращать внимание на ограничение значения максимального тока. Для этой цели используются следующие методы – это: правильный выбор параметров тока защиты и подбор резистора затвора Rg, а также применение цепей, которые формируют траекторию переключения.

Структура IGBT

Закрытое состояние прибора характеризуется напряжением, приложенным к области n-, она находится между коллектором и эмиттером. Проводящий канал появляется при воздействии на затвор положительно заряженного потенциала в p-области, он обозначается как пунктирная линия. Ток из балласта идет из области n- (с минусом) в область n+. При этом происходит открытие МОП-транзистора, что делает возможным открытие биполярного транзистора с p-n-p перехода транзистора.

Рис. №2. Структура транзистора IGBT.

Эквивалентом структуре транзистора IGBT можно считать схему подключения транзистора, где n-канальный полевой транзистор выполнит роль промежуточного звена (динамического сопротивления), уменьшаемого в открытом состоянии IGBT. Он пропускает через базовую область биполярного транзистора с p-n-p-переходом, при этом происходит уменьшение остаточного напряжения в области n-. Опасность для схемы может представлять так называемый «паразитный биполярный транзистор», он может перейти в открытое состояние, называемое эффектом защелкивания, что влечет потерю управляемости.

Рис. №3. Схема включения транзистора IGBT эквивалентная структуре транзистора.

Применение IGBT-транзистора

Одной из важных сфер использования солового транзистора – это использование в сетях с напряжением 6,5 кВ для создания безопасной и гарантированно надежной работы электроустановок в режиме короткого замыкания.

Для ограничения токов к. з. и приближению их к величине, которая не приведет к повреждениям оборудования. Они выполняют ограничение напряжения на затворе до уровня, не превышающем U = 15,3В. Это достигается с помощью применения следующих мер:

  1. Ограничение величины напряжения на затворе с помощью привязки к фиксированному уровню напряжения. Это возможно в том случае, если драйвер затвора обладает источником стабильного напряжения. Основной способ -добавление в схему диода с малым падением напряжения, например, диод Шотки. Высокая эффективность меры достигается снижением индуктивности цепи между клеммами источника и затвора.
  2. Ограничение значения напряжения на затворе с помощью присоединения в цепь между эмиттером и затвором — стабилитрона. Эффективность метода достигается максимально приближенным монтажом диодов к вспомогательным клеммам модуля. Для этой цели должны использоваться диоды с очень маленьким температурным дрейфом и разбросом, примером могут служить диоды ограничивающие переходные напряжения (диоды типа: 1,5КЕ6,8Са и 1,5КЕ7,5СА двунаправленные).
  3. Включение в схему отрицательной эмиттерной обратной связи. Этот метод возможен после подключения эмиттера драйвера затвора к основным клеммам эмиттера модуля. Эмиттерная связь обратного действия способствует эффективному ограничению напряжения на затворе.

Примеры расчета IGBT-транзистора

Выбор транзистора производится по следующим условиям, например, для преобразователей напряжения с резонансным контуром.

  • Транзистор должен переключался при значении нулевого тока.
  • Форма токовой синусоиды относительно силовых ключей должна быть аналогична к собственной частоте контура и составляет 100 кГц.
  • Амплитуда тока должна соответствовать средней мощности, например, как 40 А к 2000 Вт.
  • Определение максимального значения напряжения и максимальной частоты переключения транзисторов при условии, что плечи транзисторов должны работать в противофазе.

Для подбора драйвера IGBT транзистора руководствуются параметрами управления затвора, необходимого для коммутирования отпиранием и запиранием силового полупроводника. Для определения мощности управления нужно знать величину заряда затвора Q gate, частоту коммутации (fin) и реальный замеренный размах напряжения на выходе драйвера ΔVgate

 

Формула заряда затвора:

где время интегрирования должно не превышать время на управление выходных напряжений драйвера до их окончательных показателей, или при достижении выходного токового значения драйвера близкого к нулю.

Выбор максимальной величины тока управления  затвором определяется по упрощенной формуле:

Зависит от осцилляции величины тока на выходе. Если осцилляция тока управления затвором есть, то значение пикового тока должно быть очень большим, а его величина должна определяться исключительно с помощью измерения.

Не менее важны условия учета размаха выходного напряжения. Наихудший случай – это максимальное значение размаха на затворе, измеряется по реально существующей схеме.

Необходим учет максимальной рабочей температуры, руководствуются значением характерным для условия естественной конверсии без использования принудительного охлаждения.

Максимальная частота коммутации, она должна быть максимально-допустимая. На выбор оказывает влияние результирующая выходная мощность и рассеиваемая мощность резистора, используемого в цепи затвора.

Максимальный ток управления зависит от величины пикового тока, который может протекать через реальный контур управления затвором без появления осцилляций.

Проверка мощных IGBT-транзисторов

Проверка силового транзистора возникает при необходимости ревизии сгоревшего транзистора, например, при ремонте сгоревшего сварочного аппарата или с целью подбора пары для устройства, с тем, чтобы убедится, что это не «перемаркер». Проверку осуществляем с помощью мультиметра: прозваниваем вывода коллектора и эмиттера в обоих направлениях, так мы убедимся в отсутствии короткого замыкания. Входную емкость затвор-эмиттер заряжаем отрицательным напряжением. Осуществляется с помощью кратковременного и одновременного прикосновения щупом «СОМ» мультиметра затвора и щупом от гнезда «V/Ω/f» — эмиттера.

Рис. №4. Проверка транзистора IGBT.

Для проверки необходимо убедиться в рабочей функциональности транзистора. Заряжаем емкость на входе затвор-эмитер положительным напряжением. Это можно сделать, коротко прикоснувшись щупом мультиметра «V/Ω/f» — затвора, к щупу«СОМ» — эмиттера. Проверяем напряжение между коллектором и змиттером, оно должно быть не больше 1,5В, меньшая величина напряжения характерна для низковольтных транзисторов. Если напряжения мультиметра не хватает для открытия и проверки транзистора, входная емкость может заряжаться от источника постоянного напряжения со значением до 15 в.

Пишите комментарии, дополнения к статье, может я что-то пропустил. Загляните на карту сайта, буду рад если вы найдете на моем сайте еще что-нибудь полезное.

Похожее

Как выбрать < Выбор транзисторов для обеспечения безопасной работы > | Основы электроники

Во время работы транзистор испытывает электрические и тепловые нагрузки. Срок службы транзистора будет коротким, если такие нагрузки превышают максимальные допуски, что может привести к выходу транзистора из строя в худшем случае. Чтобы избежать этого, настоятельно рекомендуется проверить, нет ли каких-либо проблем с управлением транзистором на этапе проектирования.

В этом разделе мы объясним метод определения того, можно ли использовать выбранный транзистор.Пожалуйста, внимательно ознакомьтесь с этим материалом, чтобы избежать потенциальных проблем и узнать, как безопасно использовать транзисторы.

Перед судом: от выбора к установке

Выбор транзистора

Вы можете выполнить поиск транзистора в нашем кратком веб-каталоге.

Получить образцы и спецификации

Образцы

можно приобрести на веб-сайте ROHM. Доступность образцов для чистой покупки постоянно расширяется.

Установите транзистор на оценочную плату или проверьте работоспособность

КПП:

  • Убедитесь, что выбранный транзистор надежно работает в реальной цепи.
  • Проверить, стабильно ли выбранный транзистор (т.е.работает ли длительное время, обеспечивает надежность)
  • Допустимая погрешность последней схемы не мешает работе схемы

Решение: можно использовать или нет

Решение о том, можно ли использовать выбранный транзистор, должно выполняться на основе следующих шагов.


Измерение фактической формы кривой тока и напряжения

Подтверждение тока и напряжения

Сначала проверьте с помощью осциллографа, какие ток и напряжение, приложенные к транзистору.Номинальные значения, указанные в таблицах данных, должны соответствовать измеренным значениям, параметры, перечисленные ниже, должны иметь приоритет.

Приоритетные позиции:

Транзистор Тип Напряжение Текущий
Биполярный транзистор Напряжение коллектор-эмиттер: Vce Ток коллектора: Ic
Цифровой транзистор Выходное напряжение: Vo (GND-OUT) Выходной ток : Io
МОП-транзистор Напряжение сток-исток: Vds Ток Дорана: Id

Пример: форма сигнала при переключении 2SD2673 (100 мкс / дел)


Постоянно ли соблюдается абсолютный максимальный рейтинг?

Подтверждение абсолютного максимального рейтинга

Проверить, не превышают ли ток и напряжение (подтверждение тока и напряжения) абсолютный максимальный номинал, указанный в техническом паспорте.В приведенной выше таблице есть элементы, не отмеченные флажком, но все такие неотмеченные элементы также должны иметь рейтинг ниже абсолютного максимума.

Транзистор не может быть выбран, если пиковый ток или скачок напряжения могут выйти за пределы абсолютного максимального номинального диапазона даже на мгновение. В противном случае существует вероятность ухудшения характеристик и разрушения устройства при превышении абсолютного максимума.

Пример: Технический паспорт 2SD2673 (Описание абсолютного максимального номинала)

Пример: случай, когда абсолютный максимальный рейтинг нарушается на мгновение (NG)


Используется ли транзистор в SOA?

Подтверждение безопасной рабочей зоны (SOA *), часть 1

SOA определяет область, в которой транзистор может безопасно работать.Однако SOA основывается только на одном (одном) импульсе. Следовательно, необходимо также проверить, все ли импульсы остаются в пределах SOA, если транзистор приводится в действие повторяющимися импульсами, а также усредненный приложенный ток, который должен быть вычислен в (Подтверждение зоны безопасности (SOA) — Часть 2), остается в пределах номинальная мощность.

* 1 Также называется ASO (Зона безопасной эксплуатации).

Проверка соответствия SOA

Проверьте, подтверждается ли форма сигнала в 1. Подтверждении тока и напряжения в пределах SOA.Решение NG (транзистор не используется) должно быть принято, если пусковой / пиковый ток или скачок напряжения выходят за пределы абсолютного максимального номинала даже на мгновение.
Также дважды проверьте, не нарушена ли SOA, даже если форма волны в Подтверждении абсолютного максимального рейтинга находится в пределах абсолютного максимального рейтинга, лучше перестраховаться, чем сожалеть. (См. Пример ниже.)

Пример: 2SD273 БЕЗОПАСНАЯ РАБОЧАЯ ЗОНА


Снижается ли использование TR в SOA в соответствии с температурой окружающей среды * 1?

* 1 Температура окружающей среды, в которой используется TR, или температура кристалла, когда температура TR повышается за счет его тепла.

Подтверждение зоны безопасности (SOA), часть 2

Обычно SOA определяется комнатной температурой (25 градусов).

Способы отражения снижения номинальных характеристик в графике SOA:
・ Биполярный TR / DIgital TR
・ MOSFET
* Температура, требующая снижения номинальных характеристик, в основном соответствует температуре кристалла.


Метод снижения номинальных значений температуры SOA

SOA (безопасная рабочая зона)

SOA (Safe Operating Area) требует понижения температуры, когда температура окружающей среды превышает 25 градусов.или температура кристалла повышается за счет нагрева самого транзистора. Температура снижения характеристик — это температура окружающей среды для первого и температура кристалла для второго. Чтобы быть конкретным, линия SOA должна быть смещена в направлении, где ток меньше. Коэффициент снижения мощности варьируется в зависимости от площади в соответствии с рисунком 1

.

Зона ограничения тепла

В этой области линия SOA имеет наклон вниз 45 °. (Линия постоянной мощности) В этой области коэффициент снижения мощности равен 0.8% / град.

Вторичная зона откоса

Для транзисторов существует вторичная зона спада из-за перегрева. SOA в этой области имеет наклон более 45 °, а коэффициент снижения мощности составляет 0,5% / град.

Пример Ta = 100 град.

2-1. Снижение номинальных характеристик в зоне ограничения нагрева При температуре окружающей среды 100 град.

Следовательно, суждение должно быть сделано с учетом сдвига линии SOA на 60% в сторону меньшего направления тока.

Снижение номинальных характеристик в области вторичного спуска

Аналогично тому, как указано выше, расчет выполняется, как показано ниже.

Соответственно, суждение должно быть сделано с учетом сдвига линии SOA на 37,5% в сторону меньшего направления тока.


Непрерывный импульс? Единичный импульс?

одиночный импульс

Внезапный бросок тока (например, из-за подачи питания) называется одиночным импульсом

Непрерывный импульс

В отличие от одиночного импульса, он называется «непрерывным импульсом», если импульсы загружаются повторно.В этом случае проверьте, работает ли


Является ли средняя потребляемая мощность ниже номинальной мощности при температуре окружающей среды?

Подтверждение при мощности ниже номинальной

Мощность ниже номинальной при температуре окружающей среды = Температура кристалла ниже максимального номинала 150 градусов. Номинальная мощность определяется как мощность, которая нагревает кристалл до 150 градусов.

(Подробную информацию см. В методе расчета температуры матрицы, подготовленном отдельно.

Метод расчета мощности

В принципе, усредненная мощность — это значение, полученное в результате деления интегрирования тока и напряжения на время. т.е.

Теперь подумайте, например, о следующем поведении переключения.

В этом случае расчет следует производить путем деления одного цикла на четыре.

При фактическом расчете интегрирования см. «Формулу интегрирования», подготовленную отдельно.
Сделаем расчет для формы волны, наблюдаемой в (1.Подтверждение тока и напряжения) в качестве примера.

Когда ВЫКЛ —> ВКЛ


ONпериод

Когда ВКЛ —> ВЫКЛ


Когда почти нет тока в выключенном состоянии

В действительности должен существовать ток утечки от нА до 10 нА, а потребление тока равно 0 (нулю) в состоянии ВЫКЛ. Из приведенного выше расчета, если мы разделим весь результат интегрирования для каждой зоны на 400 мкс, что является продолжительностью цикла, среднее потребление тока будет равно

.

Ранее мы взяли пример биполярного транзистора 2SD2673, чтобы выполнить интегральный расчет тока коллектора Ic и напряжения коллектора-эмиттера Vce.Расчет интегрирования в случае других типов TR может быть таким, как показано ниже, для получения усредненного потребления тока.

  • Цифровой TR: выходной ток Io и выходное напряжение Vo
  • МОП-транзистор
  • : Id тока стока и напряжение сток-исток Vds

После получения усредненного потребления тока, мы должны проверить с помощью Pc (Collector-loss) для цифрового TR (Drain-loss для MOSFET).

Пример: техническое описание 2SD2673

В этом случае усредненная приложенная мощность равна 0.153 Вт, а потери на коллекторе составляют 0,5 Вт (рекомендуемая земля: монтажная плата из эпоксидного стекла), так что использование этого TR при температуре окружающей среды 25 град. в порядке. (Строго говоря, Pc должны различаться в зависимости от разницы в условиях рассеивания тепла, как от типов печатной платы, так и от области расположения земли. Однако мы предполагаем, что используются рекомендуемые lnd-схемы.)

Если температура окружающей среды выше 25 градусов, при проектировании учитывайте температурное снижение номинальных характеристик в соответствии с кривой снижения номинальных характеристик.

Подробную информацию о расчете температуры матрицы см. В отдельных документах «Метод расчета температуры матрицы».


Формула интеграции расчета мощности

Расчет мощности между a — b путем интегрирования с током I и напряжением V.

Транзистор Страница продукта

Параметры

BJT

Параметры BJT
Верх Параметры биполярного переходного транзистора
Продукты Elliott Sound

Авторские права © 2018 — Род Эллиотт (ESP)
Страница создана в декабре 2018 г.
Обновлено в феврале 2020 г. (Коммутационные транзисторы)


Указатель статей
Основной указатель

Содержание
Введение

В транзисторах есть много вещей, которые сбивают с толку как новичка, так и не новичка.Некоторые схемы просты и не требуют большего, чем закон Ома, в то время как другие кажутся намного сложнее. Парадоксально, но часто самые простые схемы вызывают наибольшее количество проблем. Прекрасным примером является схема усилителя BJT, в которой используется только один транзистор и пара резисторов (как показано на рисунке 1). Хотя эту топологию легко превзойти даже самый обычный операционный усилитель для большинства задач, она предлагает довольно простой способ определения параметров транзистора. Есть даже приложения, где это полезно, особенно там, где в схеме нет операционных усилителей, и вам нужен каскад усиления.

Требуется всего несколько простых вычислений, чтобы определить коэффициент усиления по постоянному току (также известный как β / h FE ), с тем преимуществом, что вы можете установить фактические рабочие условия транзистора при настройке теста. Это полезный инструмент, который позволяет вам понять, как работает транзистор, и легко адаптируется к задаче согласования устройств, если вам это нужно. Хотя большинству схем не требуются согласованные устройства, в некоторых случаях это улучшает производительность.

В схемах, показанных ниже, входной разделительный конденсатор выбран так, чтобы обеспечить низкую частоту -3 дБ около 10 Гц.Это не является частью процесса определения характеристик постоянного тока и необходимо только для измерения характеристик переменного тока. Хотя это не обязательно, я ожидаю, что большинство читателей захотят запустить тесты AC, и они информативны (даже если на самом деле не очень полезны). По крайней мере, для определения общей линейности полезен тест переменного тока, который включает в себя измерения искажений — действительно линейная схема не вносит искажений.

Транзистор может находиться в одном из трех возможных состояний: отключенном (ток коллектора незначительный или отсутствует), активном (или «линейном») и насыщенном (напряжение коллектора минимально возможное).Для усиления нам нужно находиться в активной области. Области отсечки и насыщения важны только в схемах переключения. В этих случаях обычно считается, что ток базы должен составлять около 1/10 тока коллектора, независимо от β транзистора. Это означает, что почти любой транзистор будет работать, если он рассчитан на ток и напряжение, используемые в цепи. Хотя часто можно увидеть вопросы о заменах, если вы знаете эти основные факты, вы можете решить для себя, что будет (или не будет) работать.

Бета; β: Это основное обозначение коэффициента усиления прямого тока транзистора.
h fe : Это коэффициент усиления по току для транзистора, выраженный как параметр h (гибридный). Буква «f» означает, что это прямой перевод. характеристику, а буква «е» указывает, что это для общей конфигурации эмиттера. Маленькая буква «h» указывает на небольшое усиление сигнала. h fe и малый сигнал Beta одинаковы.
h FE : Параметр h FE описывает усиление постоянного тока в установившемся режиме постоянного тока или большого сигнала. Он всегда меньше h fe .

Терминология может быть разной в зависимости от того, какой исходный материал вы просматриваете. Не все согласны с тем, что показанные термины представляют характеристики, и h fe и h FE часто используются как взаимозаменяемые. В конечном счете, терминология не имеет большого значения, если вы понимаете концепцию текущего усиления.Транзисторы — это, по сути, преобразователи тока в ток, поэтому небольшой базовый ток управляет большим током коллектора. Ток эмиттера , всегда равен сумме токов базы и коллектора.

Примечание: Эта статья предназначена не для того, чтобы показать, как построить простой транзисторный усилитель, а для того, чтобы позволить вам определить параметры транзистора. Схема, показанная на рисунке 1, определенно будет работать как усилитель, но для нее требуются входные и выходные конденсаторы, а входное сопротивление очень низкое.Как показано (и, возможно, удивительно), входное сопротивление составляет около 660 Ом — намного ниже, чем можно было ожидать. Это связано с обратной связью R2, которая действует как для переменного тока , так и для постоянного тока. Обратная связь по постоянному току стабилизирует рабочие условия, а обратная связь по переменному току снижает входное сопротивление. Если бы транзистор имел бесконечное усиление, входной импеданс был бы равен нулю !


1 — Определяющие характеристики

В настоящее время мы проигнорируем производительность переменного тока и просто рассмотрим требования к смещению.Схема показана ниже, и ее довольно легко проанализировать, поскольку она очень проста. Однако внешность обманчива. Не требуется много предварительных знаний, чтобы определить, что схема, показанная на рисунке 1, будет находиться в активной области. Вам нужно только посмотреть номиналы резисторов в цепях коллектора и базы. Поскольку R2 в 24 раза больше значения R1, отсюда следует, что базовый ток будет примерно в таком же соотношении. Если транзистор имеет β около 250 (совсем не редкость), схема должна смещаться к центру диапазона питания (т.е.е. где-то между 5В и 7В).


Рисунок 1 — Смещение обратной связи коллектор-база

Проблема анализа заключается в слове «обратная связь». Все, что происходит на коллекторе, отражается обратно в базу, поэтому напряжение коллектора зависит от тока базы, который, в свою очередь, зависит от … напряжения коллектора ! Транзистор h FE изменяет соотношение между коллектором и базой, и, не зная заранее одного из параметров, просто невозможно точно предсказать, что будет делать схема.

Будет ли напряжение коллектора равным или близким к напряжению питания (отключено), заземлению (насыщено) или где-то посередине (активно)? Единственное, что мы знаем наверняка, — это то, что он будет где-то посередине между двумя крайностями. При условии, что транзистор исправен (это должно быть задано), напряжение на коллекторе не может упасть до нуля или достичь напряжения питания. В первом случае базе всегда требуется некоторый ток для транзистора, чтобы проводить, а во втором случае, если транзистор имеет ток базы, он должен потреблять ток коллектора.Следовательно, на резисторе коллектора всегда должно быть некоторое напряжение (даже небольшое).

Даже знание коэффициента усиления транзистора не очень помогает, потому что процесс является итеративным. Вам нужно будет сделать предположение о напряжении коллектора и выполнить несколько расчетов, чтобы увидеть, дает ли это разумный ответ, а затем скорректировать свое предположение в большую или меньшую сторону, пока не придете к окончательному значению. Гораздо проще построить (или смоделировать) схему, чем пытаться угадать (несколько нелинейную) сеть обратной связи.

В целом можно с уверенностью предположить, что напряжение коллектора будет примерно вдвое меньше напряжения питания транзисторной схемы, предназначенной для использования в качестве линейного усилителя. Конечно, могут быть исключения, и фактическое напряжение коллектора может сильно отличаться от вашего первого предположения. Снова посмотрите на рисунок 1 и примите β равным 240 для Q1 (на основе отношения между R1 и R2). Это означает, что его базовый ток составляет 1/240 тока коллектора. Поскольку на R1 (коллекторный резистор) около 6 В, ток должен быть около 6 мА.Это означает, что базовый ток можно оценить в 25 мкА. Напряжение на R2 (коллектор к базе) можно рассчитать по закону Ома (но мы проигнорируем напряжение база-эмиттер) …

V = I × R = 25 мкА × 240 кОм = 6 В

Если бы это было ваше первое предположение, вы были бы очень близки ! Ваша первоначальная оценка может оказаться невозможной, если вы недооцените усиление, потому что мы знаем, что напряжение на R2 не может быть больше, чем Vce — Vbe (около 5,3 В). Например, если ваше первое предположение об усилении было 150, напряжение на R2 будет слишком высоким (около 9.6 В при 40 мкА). Если вам не нужно точное определение (которое не является ни необходимым, ни полезным), этого на самом деле достаточно ! Я знаю, что поначалу это может не казаться так, но учтите, что в производстве транзисторы одного и того же базового типа имеют «разброс» усиления, что означает, что никакие два транзистора не гарантируют одинаковых результатов. Напряжение между базой и эмиттером также варьируется — обычно оно составляет 650 мВ (0,65 В), но это зависит от конкретного транзистора, тока базы и температуры.

Важно то, что большая точность не имеет значения. Если схема спроектирована правильно (а на самом деле сложно сделать это «неправильно» с этой конкретной топологией схемы), она будет работать так, как задумано, почти независимо от используемого транзистора. Никогда не следует ожидать, что такая схема будет иметь выходное напряжение переменного тока более 500 мВ — 1 В (среднеквадратичное значение), при этом его искажения должны оставаться ниже 1%.


2 — Согласование транзисторов

Может не быть очевидным, что схема, показанная на рисунке 1, действительно может быть чрезвычайно полезной.Это не будет как усилитель, но он позволяет вам очень точно согласовывать транзисторы. В первую очередь необходимо определить ожидаемый ток коллектора, и знание напряжения коллектор-база, которое будет применяться в цепи, требующей согласованных устройств, также может помочь. Например, усилитель мощности может использовать шины питания с напряжением ± 35 В, а входной каскад может работать с общим током , равным , равным 4 мА (задается «хвостовым» током длинно-хвостовой пары). Однако на самом деле вам не нужно обеспечивать полное напряжение коллектор-база, которое в конечном итоге будет использоваться.

Теперь вы знаете, что ток через каждый транзистор должен быть 2 мА. Источник питания 20 В подходит для большинства тестов, и хорошие результаты все же можно получить при более низком напряжении. Основываясь на таблице данных транзистора, вы можете получить разумную начальную оценку h FE и использовать коллекторный резистор, который упадет примерно на 2 В при 2 мА (1 кОм). Затем выберите соответствующий резистор коллектор-база или обманите и используйте резистор 1 МОм последовательно с потенциометром 1 МОм. Транзистор следует установить в три гнезда гнезда ИС или использовать беспаечный макет.Например, если транзисторы, которые вы используете, имеют h FE , равное 200, то вы знаете, что сопротивление резистора должно быть около 1,72 МОм.

Если у вас есть настройка потенциометра, при которой на резисторе 1 кОм падает 2 В, ток составляет 2 мА. Затем просто устанавливайте транзисторы, пока не найдете пару с одинаковым падением напряжения на сопротивлении коллектора и тем же напряжением база-эмиттер. Неизбежно будет небольшое несоответствие, потому что найти два, которые на идентичны , маловероятно, но если они находятся в пределах (скажем) 5% друг от друга, это вполне приемлемо.При установке в печатную плату два транзистора должны быть термически связаны, и это гарантирует, что тепловые изменения одинаково влияют на оба устройства.


3 — Характеристики переменного тока

В моделировании с тремя разными типами транзисторов (2N2222, BC547 и 2N3904) выходное напряжение переменного тока составляет 161 мВ, 170 мВ и 132 мВ (среднеквадратичное значение) для входа 1 мВ от источника 50 Ом. Разброс от максимального к минимальному усилению составляет лишь часть 2 дБ, а это очень разных устройств.Полезно взглянуть на их таблицы данных, чтобы увидеть, насколько они разные, но все они работают почти так же хорошо, как и другие, без изменения схемы. 2N3904 имеет меньшее усиление, но два других работают почти одинаково. Искажения не вызывают нареканий, но этого ожидают от каскада с высоким коэффициентом усиления без обратной связи.

Обратите внимание, что одноступенчатый усилитель, такой как этот, представляет собой , инвертирующий , и не имеет значения, используете ли вы вентиль (вакуумную лампу), BJT, JFET или MOSFET. При работе с заземленным эмиттером, катодом или источником все устройства инвертируют.Положительный вход вызывает отрицательный выход и наоборот.


Рисунок 2 — Смещение обратной связи коллектор-база (измерения переменного тока)

Заманчиво думать, что усиление по переменному току транзисторного каскада определяется усилением по постоянному току (β или h FE ). Это совсем не так, хотя они связаны. Транзистор функционирует как преобразователь тока в ток, где небольшой ток на базе управляет большим током в коллекторе (и эмиттере).Хотя это описывает действия, которые происходят внутри самого устройства, мы склонны прилагать большую часть наших усилий к усилителям напряжения . Однако одно без другого не существует.

Например, мы можем легко вычислить, что β 2N3904 составляет около 200, однако, если коллектор питается от очень высокого импеданса, мы можем довольно легко получить усиление переменного напряжения более 3300. Этот метод на удивление распространен и используется почти во всех усилителях мощности в качестве каскада «усилителя класса A» (также известного как VAS — «усилитель напряжения»).Питание коллектора осуществляется от источника постоянного тока. Это обеспечивает желаемый ток, но с исключительно высоким импедансом. («Идеальный» источник тока имеет бесконечное выходное сопротивление.)

Выше я говорил, что показанные здесь схемы включают обратную связь. Это может быть не сразу очевидно, но R2 (коллектор к базе) является резистором обратной связи. Обратная связь отрицательная, поэтому, если напряжение коллектора пытается подняться, доступен больший базовый ток (через R2), и транзистор включается немного сильнее, пытаясь сохранить стабильное напряжение коллектора.Эта обратная связь действует как на сигналы переменного, так и на постоянный ток, а входное сопротивление очень низкое. Фактически, входной импеданс показанной схемы меньше 1 кОм (в диапазоне от 650 до 750 Ом), что делает его полезным только для источников с низким импедансом. Это одна из многих причин того, что показанная схема не является распространенной — схемы с очень низким входным сопротивлением и высокими искажениями обычно не считаются полезными для большинства аудиоприложений.

Не то чтобы это помешало его использовать в те времена, когда транзисторы были дорогими и все еще находились в процессе понимания большинством разработчиков.Однако даже тогда он использовался только для «нетребовательных» приложений, где его ограничения не были замечены. Сегодня большинство людей не станет беспокоиться, потому что есть операционные усилители, которые настолько дешевы, гибки и точны, что нет смысла использовать непредсказуемую схему с таким количеством ограничений.


4 — Результаты измерений

Ради удовольствия, я установил схему выше, как показано на рисунке. Источник питания был 12 В постоянного тока, и я использовал несколько транзисторов. Большинство из них были типа BC546 (показаны только результаты 4 тестов), но от двух разных производителей, и я также протестировал несколько устройств BC550C.Я даже тестировал BC550C с перевернутыми эмиттером и коллектором (в конце концов, они — это биполярные транзисторы ). Результаты измерений представлены в таблице (искажения не измерял). Напряжение база-эмиттер (Vbe) составляло около 680 мВ для тестов BC546, но не измерялось для BC550.

В CE (постоянный ток) ч FE (вычислено) Выход переменного тока (среднеквадратичное значение) Коэффициент усиления переменного тока
BC546
5.94 В 276 1,52 В 152
5,80 В 291 1,52 В 152
5,77 В 293 1,52 В 152
7,20 В 177 1,24 В 124 (-1,8 дБ)
BC550C
4,36 В 498 2,04 В 204
4.31 В 508 2,04 В 204
3,65 В 675 2,12 В 212 (+0,3 дБ)
4,83 В 414 1,92 В 192 (-0,5 дБ)
BC550C Перевернутое положение !
8,39 В 112 255 мВ 25,5
Таблица 1 — Измеренные характеристики постоянного и переменного тока

Результаты интересные.Совершенно очевидно, что при измерении низкого напряжения коллектора транзистор имеет высокий коэффициент усиления (постоянный ток) и наоборот. Что не так очевидно, так это причина изменения выходного напряжения переменного тока при входном среднеквадратичном значении 10 мВ от генератора 50 Ом. Точно так же несколько транзисторов показывают одинаковый коэффициент усиления по напряжению, даже если очевидно, что их h FE отличается. Вы можете ожидать, что усиление переменного напряжения будет связано с транзистором h FE , но, очевидно, здесь есть нечто большее.

Частично причиной является собственное сопротивление эмиттера « r e » (обычно известное как «маленький r e»), которое составляет примерно 26 / Ie (в миллиамперах).Если ток эмиттера составляет 2,6 мА, то относительно составляет 10 Ом. Это неточная цифра, но в целом она достаточно близка для грубых расчетов. Поскольку оно изменяется с током эмиттера, отсюда следует, что коэффициент усиления по напряжению также изменяется вместе с током эмиттера, поэтому коэффициент усиления отличается для положительного входного сигнала (который увеличивает Ie) и отрицательного входного напряжения (который уменьшает Ie). В результате r e изменяется с уровнем сигнала, вызывая искажения. Также стоит отметить, что тест с «настоящими» транзисторами и моделирование дают удивительно близкие ответы.

Во многих ранних звуковых конструкциях использовались сравнительно высокие напряжения питания, чтобы минимизировать изменение r e за счет уменьшения изменения тока для заданного выходного напряжения. Большая часть этого стала ненужной, когда более совершенные схемы с высоким коэффициентом усиления разомкнутого контура и отрицательной обратной связью заменили простые транзисторные каскады. Они подробно описаны в статье «Альтернативы операционным усилителям».

Конечным результатом всего этого является то, что вы можете определить параметры транзистора, установив его в схему, подобную показанной здесь.Вам не нужен тестер транзисторов, и результаты, которые вы получите, будут настолько точными, насколько вам когда-либо понадобится. Это базовый анализ схем, который помогает вам понять более сложные схемы и оценить значение основных математических функций. В большинстве случаев для определения характеристик транзистора требуется немного больше, чем закон Ома.

Главный параметр (и тот, который, кажется, интересует большинство людей) — это усиление постоянного тока — h FE или β. Вам нужно всего два показания напряжения, чтобы можно было определить усиление (при условии, что напряжение питания фиксировано и известно значение, например 12 В).Измерьте напряжение на коллекторе и базе, общей точкой является эмиттер (в конце концов, — это каскад с общим эмиттером). Теперь у вас есть все, что нужно для получения прибыли.

Сначала определите ток коллектора Ic. Это устанавливается напряжением на R1, которое составляет Vcc — Vce (предположим, что Vcc составляет 12 В для этого примера). Затем отработайте коллекторный ток. Я буду использовать Vce равным 6 В, но оно редко будет ровно половиной напряжения питания.

Ic = (Vcc — Vce) / R1
Ic = (12-6) / 1k = 6 мА

Теперь вы измеряете базовое напряжение и определяете ток через R2 (240 кОм).Для примера предположим, что 0,68 В. Ток в R2 — это базовый ток.

Ib = (Vce — Vb) / R2
Ib = (6 — 0,68) / 240k = 22,17 мкА

Усиление — это просто Ic / Ib, то есть 6 мА / 22,17 мкА, что составляет 270. Это коэффициент усиления по постоянному току транзистора. Да, это утомительнее, чем считывание с тестера транзисторов, но это точная цифра, полученная в тестируемой цепи. Он будет меняться в зависимости от температуры и тока коллектора, поэтому в данном конкретном случае применяется только .В конечном счете, точная цифра не особенно полезна. Это даже не очень полезно в качестве «показателя качества», потому что коэффициент усиления переменного напряжения схемы не сильно меняется, даже если h FE отличается.

Вы можете использовать такую ​​схему для согласования транзисторов, как описано в разделе 2, если это необходимо для схемы, которую вы строите. Обратите внимание, что Vbe по-прежнему является переменной, и ее необходимо сопоставить независимо от h FE .


5 — Стабилизирующее усиление напряжения

В большинстве случаев требуется определенный коэффициент усиления, который достигается добавлением еще одного резистора.На рисунке ниже я добавил эмиттерный резистор 100 Ом. Теперь коэффициент усиления определяется отношением R1 к R3 плюс re (внутреннее базовое сопротивление). При 100 Ом, как показано, теоретическое усиление составляет около 9,57, но это не совсем так, потому что транзистор имеет конечное усиление, поэтому обратная связь не может дать точный результат. Однако это не так уж плохо и гораздо более предсказуемо, чем можно было бы ожидать в противном случае.


Рисунок 3 — Резистор эмиттера стабилизирует усиление

Как видно из рисунков, в идеале цепи должны быть повторно смещены, чтобы получить напряжение коллектора, близкое к 6.5 В (на резисторе эмиттера падает небольшое напряжение). Однако даже с одной и той же партией очень разных транзисторов разница между максимальным и самым низким коэффициентом усиления теперь составляет всего 0,15 дБ. Искажения также уменьшаются, но , а не , в той же пропорции, что и уменьшение усиления. Добавление эмиттерного резистора называется дегенерацией эмиттера, и это не то же самое, что отрицательная обратная связь. Это эффективно для стабилизации усиления (например), но не уменьшает искажения, а также «истинную» отрицательную обратную связь.Шум от R3 фактически усиливается на этой схемой и всеми аналогичными устройствами, поэтому, несмотря на уменьшение усиления, шум не будет уменьшаться пропорционально.

Не сразу очевидно, что входное сопротивление намного выше, более 11 кОм для каждого моделируемого транзистора. Входное сопротивление (очень грубо) определяется сопротивлением эмиттера (как внутренним, так и внешним), умноженным на коэффициент усиления постоянного тока. Однако на него также влияет отрицательная обратная связь через R2, поэтому это непростой расчет.

Коэффициент усиления дополнительно уменьшается при добавлении внешней нагрузки, поскольку она фактически включена параллельно резистору коллектора (R1). Выходное сопротивление (почти) равно значению R1. На самом деле это немного меньше из-за отрицательной обратной связи через R2 (около 990 Ом при моделировании). Вырождение эмиттера не влияет на выходное сопротивление, в отличие от отрицательной обратной связи, которая уменьшает его пропорционально коэффициенту обратной связи.

Замерил искажения как с эмиттерным резистором, так и без него.При уровне сигнала всего около 230 мВ без R3 искажение составляло 2,5%. Когда был включен R3. усиление упало до 9, и даже при выходном сигнале 900 мВ искажение составляло «всего» 0,25%. Хотя это выглядит довольно значительным улучшением, учтите, что ни один из когда-либо созданных операционных усилителей не имеет такого большого искажения на любом уровне выходного сигнала. Также стоит отметить, что симулятор на удивление хорошо оценивает искажения — для тех же условий симулятор показал около 0,24%, что очень близко к измеренному значению.


6 — Ранний эффект

Эффект Раннего назван в честь его первооткрывателя Джеймса Эрли. Это вызвано изменением эффективной ширины базы в BJT из-за изменения приложенной базы к напряжению коллектора. Помните, что при нормальной работе переход база-коллектор имеет обратное смещение, поэтому большее на обратное смещение на этом переходе увеличивает ширину обеднения коллектор-база. Это уменьшает ширину несущей части базы и увеличивает коэффициент усиления транзистора.

Эффект раннего транзистора имеет некоторое влияние на характеристики (для переменного и постоянного тока). При напряжении коллектора 5 В коэффициент усиления составляет почти точно 200 (при моделировании, Ib = 20 мкА), при 10 В оно возрастает до 215, а при 50 В — до 317. Как видно из графика, наклон довольно линейный. . Отсюда следует, что с изменением напряжения коллектора изменяется и эффективное значение h fe . Графики показаны для трех различных базовых токов — 15 мкА, 20 мкА и 25 мкА (в схеме показан только источник тока 20 мкА).Ток коллектора ниже 2 мА (при напряжении коллектора менее 500 мВ) не отображается, поскольку здесь он не имеет значения. Форма волны переменного тока не включена в тестовую схему или график. Примечательно, что даже при напряжении коллектора 500 мВ транзистор работает нормально.


Рисунок 4 — Схема тестирования раннего воздействия (2N2222)

Существует также изменение r e по мере изменения тока коллектора, но я не пытался количественно оценить это в показанных тестах (это становится актуальным только тогда, когда ожидается напряжение усиление).Нагрузочный резистор коллектора не используется, поскольку базовый ток поддерживается на постоянном (и очень низком) значении. Во всем показанном ниже диапазоне коэффициент усиления по переменному току изменяется примерно в 1,6: 1 для диапазона тока, показанного на рисунке 5, и при напряжении коллектора от 1 до 50 В. Коэффициент усиления переменного напряжения почти прямо пропорционален току коллектора. Хотя это и не показано в испытательной схеме или графике, было измерено усиление по переменному току. При подаче в базу сигнала 1 мкА (пика) коэффициент усиления по переменному току изменяется с минимума примерно 110 при токе коллектора 4 мА до 165 при 6.Ток коллектора 5 мА. Коэффициент усиления по напряжению не имеет отношения к этому тесту, потому что контролируется только ток.


Рисунок 5 — Ранний эффект (2N2222)

Хотя изучение Early Effect — интересное наблюдение, оно не особенно полезно для простых каскадов усиления. В более сложных схемах (особенно линейных ИС) обычно напряжение коллектора транзистора поддерживается постоянным, насколько это возможно. Это можно увидеть, например, на входном каскаде большинства усилителей мощности, где значительная часть усиления всей схемы создается во входном каскаде.Когда для входа используется пара с длинным хвостом, напряжение коллектора входных транзисторов не меняется очень сильно (если вообще изменяется), поэтому вариации усиления из-за напряжения коллектор-база сводятся к минимуму — но только при использовании в инвертирующей конфигурации.

Это относится к , а не к , когда операционный усилитель работает в неинвертирующем режиме. Следовательно, для усилителя с единичным усилением напряжение между коллектором и базой может варьироваться от примерно 28 В (пиковое отрицательное входное напряжение) до всего 2 В (пиковое положительное входное напряжение).Эта модуляция напряжения может вызвать изменение усиления входных транзисторов на ± 10% или более из-за эффекта Раннего (хотя, вероятно, это не единственная причина повышенных искажений). Более высокие искажения в неинвертирующей конфигурации — хорошо известное явление для операционных усилителей, хотя в компетентных устройствах любые искажения, которые добавляются и , остаются значительно ниже порога слышимости. Некоторые устройства имеют настолько низкие искажения, что их практически невозможно измерить независимо от топологии.

Также стоит отметить, что если для переключения используется транзистор, вам необходимо обеспечить гораздо больший базовый ток, чем вы могли бы подумать. Это связано с тем, что при очень низких напряжениях коллектора коэффициент усиления транзистора по току намного ниже, чем указано в таблице данных. «Здравый смысл» заключается в том, чтобы гарантировать, что базовый ток для схемы переключения составляет примерно 1/10 тока коллектора, хотя при низком токе часто можно обойтись меньшим током. Для показанного 2N2222, если коммутируемый ток коллектора составляет 50 мА, вы должны обеспечить базовый ток около 5 мА, чтобы гарантировать, что напряжение коллектора в состоянии «включено» не превышает 100 мВ.В таблице данных указано, что напряжение насыщения (транзистор полностью открыт) составляет 300 мВ, ток коллектора составляет 150 мА, а базовый ток — 15 мА. Это указывает на то, что h FE всего 10, чтобы получить полное насыщение. В техническом описании вы только дошли до этого места, и вам нужно провести собственные тесты, чтобы получить реалистичные цифры. Очень важно проверить несколько устройств — тест, основанный на одном транзисторе, не покажет вам вероятных результатов с разными устройствами, даже если все они из одной партии.


7 — переключающие транзисторы

Раньше BJT были преобладающей технологией для коммутации в цифровых системах (TTL — транзисторно-транзисторная логика). В то время как устройства CMOS (дополнительные металлооксидные полупроводники) заняли львиную долю в цифровых схемах, транзисторные переключатели остаются очень распространенным явлением. Для высокой мощности мы склонны думать о MOSFET как о наиболее распространенном переключателе, но IGBT (биполярные транзисторы с изолированным затвором) теперь являются лучшим вариантом для приложений с высоким напряжением и током.

Транзисторы, используемые в коммутационных приложениях, не работают в линейном режиме — это для усилителей. Транзистор либо выключен (нет тока коллектора, кроме небольшого тока утечки, который почти всегда можно игнорировать), либо он полностью включен в состоянии, известном как насыщение. Бета (или h FE ) важна только для того, чтобы позволить разработчику определить, какой базовый ток необходим для принудительного насыщения. Все коммутационные системы будут подвергаться большему, чем ожидалось, рассеиванию энергии в момент включения или выключения.Это потому, что переходы не мгновенные. В основном это не вызывает беспокойства, но это может стать важным, если сигнал переключения (управляющий транзистором) имеет медленные переходы. Если в активной области проводится слишком много времени (между «включенным» и «выключенным»), пиковое рассеивание может быть намного выше ожидаемого.

Транзисторные переключатели очень часто используются для включения светодиодов и реле, а также для многих других простых коммутационных приложений. Транзисторы NPN или PNP могут использоваться в зависимости от полярности, и многие простые схемы в значительной степени полагаются на BJT в качестве переключателей.Есть несколько сюрпризов, и схемы обычно легко рассчитать, чтобы получить соответствующий базовый ток, соответствующий нагрузке. Следующая схема распространена в проектах из бесчисленных источников, а также используется для переключения реле с выходов микроконтроллера (часто только 3,3 В при довольно низком токе).


Рисунок 6 — Базовая схема переключения

Нагрузка показана как реле, но это может также быть вентилятор постоянного тока, светодиод или небольшая лампа накаливания. Мы будем знать напряжение питания и (обычно) ток нагрузки.Используя пример реле, если катушка имеет сопротивление 250 Ом и рассчитано на 12 В, мы можем определить ток по закону Ома (48 мА). Если мы используем микроконтроллер с выходами 3,3 В, нам нужно знать только «худший случай» усиления (h FE ) для транзистора, чтобы определить значение R b . Если Q1 — это BC546, мы можем взглянуть на таблицу и увидеть, что он может обрабатывать 65 В (V CEO ) при токе до 100 мА. Минимальное значение h FE равно 110, поэтому для управления реле базовый ток должен быть на , по крайней мере, на вдвое больше минимально допустимого (большинство разработчиков стремятся к 5-10-кратному расчетному базовому току).При нагрузке 48 мА базовый ток не превышает 436 мкА, поэтому допустим 2 мА. Это немного меньше предложенного × 5, но все же вполне нормально.

Поскольку напряжение база-эмиттер будет 0,7 В, а у нас есть базовое «питающее» напряжение 3,3 В от микроконтроллера, закон Ома говорит нам, что значение R b должно быть 1,3 кОм (2,6 В при 2 мА). Для удобства мы будем использовать ближайшее стандартное значение 1,2k (или 1k). Это простое упражнение демонстрирует, насколько легко определить значения, необходимые для 100% надежной работы.Любое другое приложение переключения так же просто.

Одна из интересных особенностей простых транзисторных ключей (в отличие от пар Дарлингтона или Шиклая) заключается в том, что напряжение коллектор-эмиттер упадет всего до нескольких милливольт. Вы можете ожидать, что напряжение коллектора будет основано на напряжении база-эмиттер, но это не так. При описанных значениях V CE будет около 110 мВ, но при большем базовом токе оно будет падать дальше. Даже как показано на рисунке, мощность, рассеиваемая в Q1, составляет всего 5.28 мВт, что незначительно.

Конечно, это не всегда так, потому что транзистор имеет конечное время переключения, а в худшем случае — когда он «наполовину включен» (т.е. напряжение коллектора 6 В при повышении или понижении). В показанной схеме будет нагрузка 24 мА с напряжением коллектора 6 В, поэтому пиковая рассеиваемая мощность составляет 144 мВт. Это намного меньше, чем максимальное непрерывное рассеивание (500 мВт), и нам не нужно ничего менять. 144 мВт — это переходное состояние, которое обычно длится менее 100 мкс, если вход переключается достаточно быстро.

Точно такой же набор простых вычислений можно использовать для любой схемы переключения транзисторов. Эти схемы очень легко спроектировать, но необходимо соблюдать все шаги, чтобы гарантировать надежность. Если бы реле было заменено вентилятором, потребляющим 200 мА, в техническом паспорте говорится, что BC546 нельзя использовать (максимум 100 мА), и выбранному транзистору потребуется больший базовый ток. BC639 может справиться с текущим и худшим случаями рассеивания мощности. Однако минимальное усиление (согласно таблице данных) составляет всего 40, поэтому вам понадобится базовый ток не менее 5 мА, но предпочтительно 10 мА.Это может быть больше, чем может предоставить микроконтроллер (или другой источник), и я оставляю это в качестве упражнения для читателя, чтобы выработать способ достижения желаемых результатов.

Помните, что для переключения вам необходимо подать , как минимум, на , вдвое превышающий ожидаемый базовый ток, и обычно обеспечивают до десяти раз больше, чтобы вызвать полное насыщение транзисторного ключа. Схемы переключения BJT становятся менее привлекательными при очень высоком токе, потому что базовый ток эффективно «тратится».Он не влияет на ток нагрузки, а просто является другой частью схемы, которая должна питаться от источника питания. Использование транзистора Дарлингтона является (или использовалось раньше) обычным явлением, поскольку h FE очень велик (до 1 кОм), поэтому для насыщения требуется гораздо меньший базовый ток. Однако, , Дарлингтон не может снизить напряжение коллектора до уровня ниже 700 мВ, а при высоком токе оно может достигать 3 В.

Например, TIP141 рассчитан на ток коллектора 10 А и усиление 1000 при 5 А.Напряжение насыщения при токе коллектора 5 А и базовом токе 10 мА составляет 2 В, поэтому он будет рассеивать 10 Вт даже при переходе в режим насыщения. Это потраченная впустую мощность, которую должен обеспечивать источник питания, но она не может использоваться нагрузкой. Время переключения также довольно велико, поэтому работа на высоких скоростях не рекомендуется. Транзистор должен быть установлен на радиаторе для поддержания безопасной рабочей температуры.

Это одна из многих причин, по которым полевые МОП-транзисторы предпочтительны для переключения с высоким током.Современный МОП-транзистор может иметь сопротивление во включенном состоянии (R DS-on ) примерно 40 мОм, а при нагрузке 5 А напряжение на устройстве будет всего 200 мВ, рассеивая 1 Вт. Ток затвора равен нулю в установившемся режиме, но должен быть достаточно высоким во время переключения (до 2 А или около того, в зависимости от скорости переключения). Однако этот высокий ток длится очень короткий период, обычно значительно ниже 100 мкс. Пиковое рассеивание (во время переключения) может достигать 15 Вт с описанной схемой, но в среднем будет менее 600 мВт.Сравните это с рассеиваемой мощностью 10 Вт для транзистора Дарлингтона, и легко понять, почему полевые МОП-транзисторы стали выбором №1 для коммутации. При таком низком общем рассеивании небольшого участка плоскости печатной платы обычно достаточно в качестве радиатора !


Выводы

Главное здесь — продемонстрировать основы самого простого смещения транзистора и выяснить, сколько всего можно узнать из некоторых простых наблюдений. Хотя я настоятельно рекомендую создать и протестировать его, я рекомендую использовать вместо , если для чего-нибудь.Его можно использовать для согласования, но основная цель — узнать, как транзистор работает в цепи. Реальная топология не имеет значения для транзистора. Он может выполнять только одну задачу — преобразовывать небольшой базовый ток в гораздо больший ток коллектора. Создавая его, вы узнаете, что он делает на самом фундаментальном уровне.

Также поучительно посмотреть на характеристики переменного тока. В частности, обратите внимание, что вырождение эмиттера (также известное как «местная обратная связь») не так эффективно для уменьшения искажений по сравнению с «истинной» отрицательной обратной связью.Хотя два показанных теста показывают, что коэффициент усиления по переменному току уменьшается примерно в 17 раз (коэффициент усиления по напряжению снижен со 160 до 9,3), искажения уменьшаются менее чем в 6. При отрицательной обратной связи улучшение примерно пропорционально коэффициенту уменьшение коэффициента усиления разомкнутого контура. Не менее важно, что отрицательная обратная связь также снижает шум , в то время как дегенерация эмиттера часто усугубляет его.

Ни в одну из вышеперечисленных не включены попытки количественно оценить коэффициент отклонения источника питания (PSRR) цепей.Это показатель того, насколько хорошо схема может ослаблять шум источника питания, пульсации и т. Д. Он не был включен по одной простой причине — он настолько плох, что означает, что стабилизированный (или очень хорошо сглаженный) источник питания необходим. Напряжение на шине питания должно быть полностью свободным от каких-либо шумов, потому что полные 50% от всех шумов питания попадают на выход.

Транзисторы гораздо более линейны, чем принято считать, если напряжение и / или ток коллектора не меняются. Это невозможно в реальной схеме, но большинство входных каскадов усилителей мощности и операционных усилителей работают с почти постоянным напряжением, и изменяется только ток.Ситуация меняется в каскаде усилителя класса A (он же VAS — каскад усилителя напряжения), но он всегда работает с (близким к) постоянным током, и на этот раз изменяется только напряжение. Большинство входных каскадов усилителей мощности и операционных усилителей вносят значительный вклад в усиление и работают только с небольшими (часто незначительными) изменениями напряжения из-за сигнала, а также с очень небольшими изменениями тока. Когда вы вынуждены работать в широком диапазоне напряжений, синфазное входное напряжение значительно изменяется, что приводит к более высоким искажениям (синфазным искажениям).

Выполнение тестов, подобных описанным здесь, важно не только для вашего собственного понимания, но и для обеспечения согласованности результатов, если схема будет построена другими (возможно, в рамках проекта). Например, все проекты, опубликованные на сайте ESP, учитывают обычные варианты транзисторов. Поскольку мы знаем, что никакие два компонента никогда не будут идентичными, разработчик должен учитывать типичный разброс параметров частей, полученных конструкторами. Если бы это было не так, многие проекты ESP не работали бы !

Обратите внимание, что крики «Я знал это — JFET (или клапаны / вакуумные лампы) звучат лучше!» неуместны, потому что их искажение обычно выше, чем у BJT, и здесь задействованы различные нелинейные эффекты.Нет сомнений в том, что полевые транзисторы (и в меньшей степени IMO, клапаны) имеют свое место в схемотехнике (в том числе в операционных усилителях), но «превосходное» качество звука не входит в их достоинства. Это не означает, что операционные усилители на входе JFET звучат «плохо» с любой точки зрения — есть несколько таких операционных усилителей с отличными характеристиками (и качеством звука). Каждое известное усилительное устройство является нелинейным, и различны только причины (и способы устранения). Использование ламп в схемах с очень низким уровнем искажений обычно обеспечивает производительность, которая даже не приближается к приличному операционному усилителю.

Коммутационные схемы остаются очень распространенными, и для работы с низким током трудно превзойти BJT. Базовый ток низкий, и он может быть получен от низкого напряжения. Если у вас есть доступное напряжение более ~ 1,5 В, легко создать надежный коммутатор, который может легко выдерживать ток до 100 мА. Процесс проектирования прост, и результат обычно очень надежный, если конструкция оптимизирована. Они также легкодоступны и дешевы — два фактора, которые обычно желательны (особенно для крупносерийного производства).В большинстве случаев замена проста, если оригинальная деталь не известна или снята с производства.


Список литературы

Эта статья была частично вдохновлена ​​Гарри Пауэллом (адъюнкт-профессором и ассоциированным кафедрой программ бакалавриата) из UVA (Университет Вирджинии) и основана (частично) на лаборатории «Основы 2» в области электротехники и вычислительной техники. Оригинал называется «Лаборатория ECE 2660 для модуля 6». Направленный материал был связан с тем, что Гарри увидел статью, описывающую тестер постоянного тока коллектора h FE для транзисторов — проект 177.

  1. Ранний эффект (Википедия)
  2. Разработка с низким уровнем искажений с помощью высокоскоростных операционных усилителей (Джеймс Л. Карки — Texas Instruments SLYT113)
  3. Электроника Примечания

Нет других ссылок, потому что показанные методы довольно распространены, а представленные данные были результатами моделирования и экспериментов на рабочих станциях для проверки результатов.



Основной индекс
Указатель статей
Уведомление об авторских правах. Эта статья, включая, но не ограничиваясь, весь текст и диаграммы, является интеллектуальной собственностью Рода Эллиотта и защищена авторским правом © 2005. Воспроизведение или повторная публикация любыми средствами, электронными, механическими или электромеханическими, строго запрещены. в соответствии с международными законами об авторском праве. Автор (Род Эллиотт) предоставляет читателю право использовать эту информацию только в личных целях, а также разрешает сделать одну (1) копию для справки. Коммерческое использование запрещено без письменного разрешения Рода Эллиотта.

Журнал изменений: страница создана и авторские права © декабрь 2018 г./ Обновлено в феврале 2020 г. — добавлены переключающие транзисторы.


Результат случайного выбора параметров транзистора.

Контекст 1

… Фактически, эта катушка индуктивности позволяет получить оптимальный коэффициент отражения усиления, близкий к оптимальному коэффициенту отражения шума на диаграмме Смита. (Рис. 2) Лучший выбор индуктора достигается, когда 2 круга расположены ближе друг к другу. Наконец, произвольно выбираются количество и ширина штырей затвора, смещение, а также индуктор, и каждая выборка задается в виде графика, как показано на рис.3. Получен оптимальный транзистор технологии, соответствующий маркеру «m1» на рис. 3. И его параметры установлены на: (N = 8, W = 75m, Vgs = 0,19V, Vds = 1V), топология A используется помощник [3]. Благодаря файлу S-параметров и файлу шума транзитора он вычисляет импедансы обратной связи, необходимые для получения ожидаемых коэффициентов усиления, коэффициента шума и отражения. Во-первых, необходимо выбрать топологию обратной связи, в данном случае параллельную обратную связь. С помощью S-параметров и файлов шума программа рисует круги с постоянным усилением, постоянным коэффициентом шума и коэффициентом отражения на сложном плане.Ожидаемые характеристики указаны для каждой частоты (усиление, шум, S11, S22, условие стабильности). Затем определяется приемлемое решение для топологии на каждой частоте. Решение для общего импеданса — это комплексный импеданс, который необходимо реализовать в топологии, чтобы соответствовать всем целям производительности (рис. 4). Этот импеданс зависит от частоты, поэтому может быть сложно спроектировать схему, которая будет следовать эволюции частоты. Поэтому было разработано второе программное обеспечение. С выражением комплексного импеданса на каждой частоте программа предлагает набор элементарных цепей, которые соответствуют эволюции частоты [4].В этом случае использование параллельной RC-цепочки обратной связи представляется удобным, как это видно на рис. 5. Затем усилитель был спроектирован с использованием оптимального транзистора (N = 8, W = 75 м, Vgs = 0,19 В, Vds. = 1 В), связанный с RC-ячейкой обратной связи (R = 1.9, C = …

Контекст 2

… Фактически, этот индуктор позволяет получить оптимальный коэффициент отражения усиления, близкий к оптимальному отражению шума коэффициент на диаграмме Смита (рис. 2) Лучший выбор индуктора достигается, когда 2 круга расположены ближе друг к другу.Наконец, произвольно выбираются количество и ширина штырей затвора, смещение, а также индуктивность, и каждая выборка задается на графике, как показано на рис. 3. Оптимальный транзистор технологии получен и соответствует маркеру «m1» на рис. 3. И его параметры установлены на: (N = 8, W = 75 м, Vgs = 0,19V, Vds = 1V), используется помощник по топологии [3]. Благодаря файлу S-параметров и файлу шума транзитора он вычисляет импедансы обратной связи, необходимые для получения ожидаемых коэффициентов усиления, коэффициента шума и отражения.Во-первых, необходимо выбрать топологию обратной связи, в данном случае параллельную обратную связь. С помощью S-параметров и файлов шума программа рисует круги с постоянным усилением, постоянным коэффициентом шума и коэффициентом отражения на сложном плане. Ожидаемые характеристики указаны для каждой частоты (усиление, шум, S11, S22, условие стабильности). Затем определяется приемлемое решение для топологии на каждой частоте. Решение для общего импеданса — это комплексный импеданс, который необходимо реализовать в топологии, чтобы соответствовать всем целям производительности (рис.4). Этот импеданс зависит от частоты, поэтому может быть сложно спроектировать схему, которая будет следовать эволюции частоты. Поэтому было разработано второе программное обеспечение. С выражением комплексного импеданса на каждой частоте программа предлагает набор элементарных цепей, которые соответствуют эволюции частоты [4]. В этом случае использование параллельной «RC» обратной связи оказывается удобным, как это видно на рис. 5. Затем усилитель был спроектирован с использованием оптимального транзистора (N = 8, W = 75 м, Vgs = 0.19 В, Vds = 1 В), связанный с ячейкой обратной связи RC (R = 1,9, C = …

Биполярные параметры и ограничения

Все биполярные транзисторы и модели Дарлингтона основаны на модифицированной SPICE модели Гаммеля-Пуна. Типичная модель для одиночного транзистора показана следующим образом:

* Zetex FMMT493A SPICE Model v1.0 Последняя редакция 30/3/06 * .MODEL FMMT493A NPN IS = 6E-14 NF = 0,99 BF = 1100 IKF = 1,1 + NK = 0,7 VAF = 270 ISE = 0,3E-14 NE = 1,26 NR = 0,98 BR = 70 IKR = 0,5 + VAR = 27 ISC = 1,2e-13 NC = 1.2 RB = 0,2 RE = 0,08 RC = 0,08 RCO = 8 + GAMMA = 5E-9 CJC = 15,9E-12 MJC = 0,4 VJC = 0,51 CJE = 108E-12 + MJE = 0,35 VJE = 0,7 TF = 0,8E-9 TR = 55e-9 XTB = 1,4 QUASIMOD = 1 *

В биполярной модели:

  • IS и NF управляют Icbo и значением Ic при средних уровнях смещения.
  • ISE и NE контролируют падение hFE, которое происходит при низком Ic.
  • BF контролирует пиковое значение hFE, а XTB контролирует его изменение в зависимости от температуры.
  • BR управляет пиковым обратным hFE, т. Е. Реверсированием коллектора и эмиттера.
  • IKF и NK регулируют ток и скорость падения hFE при высоких токах коллектора.
  • IKR контролирует падение обратного hFE при высоких токах эмиттера.
  • ISC и NC контролирует падение обратного hFE при малых токах.
  • RC, RB и RE добавляют последовательное сопротивление к этим клеммам устройства.
  • VAF контролирует изменение тока коллектора в зависимости от напряжения, когда транзистор работает в линейной области.
  • VAR — это обратная версия VAF.
  • CJC, VJC и MJC управляют Ccb и как они зависят от Vcb.
  • CJE, VJE и MJE контролируют Cbe Ccb и как это зависит от Veb.
  • TF контролирует Ft и скорость переключения.
  • TR контролирует переключение времени хранения.
  • RCO, GAMMA, QUASIMOD контролируют область квазинасыщения.

Некоторые стандартные модели SPICE биполярных транзисторов могут не включать параметр, который позволяет BF, параметру hFE, изменяться в зависимости от температуры. Если XTB отсутствует, он по умолчанию равен нулю, например.г. нет температурной зависимости. Если температурные эффекты hFE представляют интерес и XTB не моделируется, то для получения оценки или отправной точки для дальнейшего исследования можно использовать следующие значения:

Полярность XTB
НПН 1,6
PNP 1,9

Предлагается изучить соответствующий профиль hFE из таблицы данных и создать тестовую схему SPICE, которая имитирует рассматриваемое устройство и генерирует набор кривых hFE.Двух или трех таких итераций обычно бывает достаточно для определения значения XTB в каждом случае.

Пожалуйста, помните, что эти примечания являются лишь приблизительным руководством в отношении влияния параметров модели. Кроме того, многие параметры взаимозависимы, поэтому настройка одного параметра может повлиять на многие характеристики устройства.

В компании Diodes мы попытались сделать модели максимально приближенными к реальным образцам, но были вынуждены пойти на некоторые компромиссы, которые при некоторых обстоятельствах могут привести к ошибкам моделирования.Основными областями ошибок, наблюдаемых до сих пор, были:

ДИОДЫ ОТКАЗ ОТ ОТВЕТСТВЕННОСТИ

ДИОДЫ ВКЛЮЧЕНЫ И ЕГО ДОЧЕРНИЕ КОМПАНИИ (КОЛЛЕКТИВНО, «ДИОДЫ») ПРЕДОСТАВЛЯЮТ ДАННЫЕ МОДЕЛИ И ДАННЫЕ ДЛЯ СПЕЦИЙ, ДАННЫЕ (СОБИРАЮЩИЕ) «И БЕЗ КАКИХ-ЛИБО ЗАЯВЛЕНИЙ ИЛИ ГАРАНТИЙ, ЯВНЫХ ИЛИ ПОДРАЗУМЕВАЕМЫХ, ВКЛЮЧАЯ ЛЮБЫЕ ГАРАНТИИ КОММЕРЧЕСКОЙ ЦЕННОСТИ ИЛИ ПРИГОДНОСТИ ДЛЯ КОНКРЕТНОЙ ЦЕЛИ, ЛЮБЫХ ГАРАНТИЙ, ВЫЯВЛЯЮЩИХСЯ В РЕЗУЛЬТАТЕ ТОРГОВЛИ ИЛИ ГАРАНТИИ ПО ДАННЫМ ДАННЫХ, ИЛИ ЛЮБЫМ ГАРАНТИЯМ ПО ОБЯЗАТЕЛЬСТВУ БЕСПЕРЕБОЙНЫЙ, ИЛИ ДАННЫЕ SM ИЛИ ЛЮБОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ДАННЫХ SM БУДЕТ БЕЗ ОШИБОК.В МАКСИМАЛЬНОЙ СТЕПЕНИ, РАЗРЕШЕННОЙ ЗАКОНОМ, НИ ПРИ КАКИХ ОБСТОЯТЕЛЬСТВАХ ДИОДЫ НЕ НЕСЕТ ОТВЕТСТВЕННОСТИ ЗА ЛЮБЫЕ КОСВЕННЫЕ, СПЕЦИАЛЬНЫЕ, СЛУЧАЙНЫЕ, КАРАТЕЛЬНЫЕ ИЛИ КОСВЕННЫЕ УБЫТКИ, ВОЗНИКАЮЩИЕ В РЕЗУЛЬТАТЕ ИЛИ В СВЯЗИ С ПРОИЗВОДСТВОМ ИЛИ ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ДАННЫХ SM, КАК ВЫЗВАННЫЕ И НЕ ПРИНИМАЮТСЯ ИЛИ ТЕОРИЯ ОТВЕТСТВЕННОСТИ (ВКЛЮЧАЯ, БЕЗ ОГРАНИЧЕНИЙ, ПО ЛЮБОМУ ДОГОВОРУ, НЕБРЕЖНОСТИ ИЛИ ДРУГИМ ТЕОРИИ ОТВЕТСТВЕННОСТИ), ДАЖЕ ЕСЛИ ДИОДЫ БЫЛИ ПРЕДЪЯВЛЯЛИ О ВОЗМОЖНОСТИ ТАКИХ УЩЕРБОВ И ДРУГИХ ДИОДОВ В СООТВЕТСТВИИ С ДАННЫМИ ) В ОТНОШЕНИИ ДАННЫХ SM НЕ БУДУТ В ОБЩЕМ ПРЕВЫШАТЬ НИКАКИХ СУММ, ВЫПЛАЧЕННЫХ ВАМИ ЗА ДИОДЫ ЗА ДАННЫЕ SM.

Получая доступ, просматривая и / или загружая ДАННЫЕ SM, вы безоговорочно подтверждаете и соглашаетесь с вышеуказанным «ОТКАЗОМ ОТ ОТВЕТСТВЕННОСТИ» DIODES.

Щелкните здесь, чтобы перейти к поиску моделей SPICE »

  • SPICE часто излишне оптимистичен в отношении hFE, которое транзистор дает при работе с номинальными токами, превышающими указанные в паспорте. Это особенно верно для высоковольтного транзистора, работающего при низком напряжении коллектор-эмиттер, и для улучшения моделей в этой области были введены параметры квазинасыщения RCO, GAMMA и QUASIMOD.
  • SPICE может быть пессимистичным при прогнозировании времени хранения переключения, когда ток извлекается из базы транзистора для ускорения выключения.

‘Измерение параметров транзисторов’ — Grafiati

Создайте точную ссылку в стилях APA, MLA, Chicago, Harvard и других стилях

Выберите тип источника:

См. Списки соответствующих статей, книг, тезисов, отчетов конференций и других научных источников по теме «Измерение параметров транзисторов.’

Рядом с каждым источником в списке литературы есть кнопка «Добавить в библиографию». Нажмите на нее, и мы автоматически сгенерируем библиографическую ссылку на выбранную работу в нужном вам стиле цитирования: APA, MLA, Гарвард, Чикаго, Ванкувер и т. Д.

Вы также можете загрузить полный текст академической публикации в формате pdf и прочитать в Интернете его аннотацию, если таковая имеется в метаданных.

Облако тегов позволяет получить доступ к еще большему числу связанных тем исследования, а соответствующие кнопки после каждого раздела страницы позволяют просматривать расширенные списки книг, статей и т. Д. По выбранной теме.

Журнальные статьи по теме «Измерение параметров транзисторов»: +

Чиофи, К., М. Макуччи и Б. Пеллегрини. «Новый метод измерения параметров МОП-транзисторов». Твердотельная электроника 33, нет. 8 (август 1990 г.): 1065–69. http://dx.doi.org/10.1016/0038-1101(90)

-y.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Ранда, Дж., и Д. К. Уокер. «Измерение параметров шума транзисторов на пластине в NIST». IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement 56, no. 2 (апрель 2007 г.): 551–54. http://dx.doi.org/10.1109/tim.2007.8.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Титков, А.А., Хвалин А.Л. «Измерение статических и частотных параметров биполярного транзистора». Измерительная техника , вып. 8 (2019): 58–62. http://dx.doi.org/10.32446/0368-1025it.2019-8-58-62.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Петрокки, Алессандра, Арун Кинтура, Густаво Аволио, Доменико Спина, Том Дхене, Антонио Раффо и Доминик М.М. П. Шрерс. «Распространение неопределенности измерений в параметрах модели транзистора через расширение полиномиального хаоса». Письма о компонентах СВЧ и беспроводной связи IEEE 27, no. 6 (июнь 2017 г.): 572–74. http://dx.doi.org/10.1109/lmwc.2017.2701334.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

He, Mingchen.«Упрощенная модель ошибки для точного измерения S-параметров высокочастотного транзистора». IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement IM-34, no. 4 (декабрь 1985 г.): 616–19. http://dx.doi.org/10.1109/tim.1985.4315420.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Уильямс, Дилан Ф., Ричард А. Чемберлен, Вэй Чжао, Джером Черон и Мигель Э. Уртеага. «Проверка модели транзистора, включая погрешность измерения». Протоколы IEEE по теории и методам микроволнового излучения 64, нет. 11 (ноябрь 2016 г.): 3927–33. http://dx.doi.org/10.1109/tmtt.2016.2602262.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Шарифабад, Хади Каргар, Оммолбанин Мирзаи и Мохаммад Хасан Талеби.«Дизайн анемометра с транзистором». Прикладная механика и материалы 110-116 (октябрь 2011 г.): 2628–30. http://dx.doi.org/10.4028/www.scientific.net/amm.110-116.2628.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Аннотация:

Для измерения скорости воздуха существует множество методов, например, горячая проволока, ультразвуковое измерение и т. Д.В этом методе для измерения используется транзистор. Hfe транзистора варьируется в зависимости от температуры. В потоке воздуха жизнь не может быть равной без потока.

Кармалкар, С., и К. Н. Бхат. «Схема смещения удаленного базового транзистора тиристора для трехполюсного измерения параметров базы». Твердотельная электроника 34, нет. 6 (июнь 1991 г.): 613–15. http://dx.doi.org/10.1016/0038-1101(91)-l.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Паулос, Дж.Дж. И Д. А. Антониадис. «Измерение емкостей МОП-транзисторов с минимальной геометрией». Транзакции IEEE на электронных устройствах 32, нет. 2 (февраль 1985 г.): 357–63. http://dx.doi.org/10.1109/t-ed.1985.21949.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Паулос, Дж.Дж. И Д. А. Антониадис. «Измерение емкости МОП-транзисторов с минимальной геометрией». IEEE Journal of Solid-State Circuits 20, no. 1 (февраль 1985 г.): 277–83. http://dx.doi.org/10.1109/jssc.1985.1052303.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Диссертации / по теме «Измерение параметров транзисторов»: +

Хейс, Р.C. «Температурная зависимость параметров постоянного тока кремниевого биполярного транзистора». Электронная диссертация, Ливерпульский университет, 1986. http://ethos.bl.uk/OrderDetails.do?uin=uk.bl.ethos.381268.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Overstreet, Уильям Паттон.«Биполярные транзисторные УКВ усилители мощности: измерение, моделирование, проектирование». Диссертация, Политехнический институт и университет штата Вирджиния, 1986 г. http://hdl.handle.net/10919/71166.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Аннотация:

Широко используемые методы проектирования радиочастотных усилителей мощности дают приблизительные результаты; первоначальный дизайн обычно уточняется путем применения процедур проб и ошибок в лаборатории.Более точные методы проектирования сложны в применении и не получили признания практикующими инженерами. В этом отчете представлена ​​новая методика разработки линейных УКВ-усилителей мощности с биполярными переходными транзисторами. Этот метод проектирования прост в применении, но дает точные результаты. Методика проектирования основана на модели транзистора, которая достаточно проста, чтобы быть полезной при проектировании, но достаточно точна для прогнозирования характеристик на высоких частотах.Кроме того, модель дает представление о многих процессах, происходящих в типичном силовом ВЧ транзисторе. Фундаментальным аспектом модели является включение накопителя заряда в базу транзистора. Этот эффект накопления заряда вызывает почти синусоидальную форму волны тока коллектора, даже в транзисторе, который якобы смещен для работы класса B или ненасыщающей работы класса C. Представлены методы прогнозирования входного и выходного сопротивления транзисторов. Также включен ряд других тем, связанных с измерением и проектированием усилителей мощности.Обсуждается уникальный подход к измерениям, который идеально подходит для использования с усилителями мощности. Этот подход к измерению представляет собой гибрид обычного метода измерения S-параметров и процедуры «нагрузка-вытягивание». В отчет также включены такие практические аспекты, как стабильность усилителя, конструкция сети смещения и согласованная топология сети.
к. Д.

Statz, C., Дж. Кюттнер, Д. Плеттемайер и Томас Герлициус. «SEBIMO — микроволновое измерение параметров почвы». Тип документа: лекция, Saechsische Landesbibliothek- Staats- und Universitaetsbibliothek Dresden, 2011. http://nbn-resolving.de/urn:nbn:de:bsz:14-qucosa-229895.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Ван, Цзяцзюнь.«Измерение и идентификация параметров пневматических шин». Электронная диссертация, Университет Лафборо, 2011. https://dspace.lboro.ac.uk/2134/33663.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Аннотация:

Этот отчет посвящен измерению и идентификации важных параметров различных моделей шин.Испытания шин, являясь необходимым этапом в процессе моделирования шин, являются важной темой. В частности, больше всего изучались вопросы, связанные с упрощением и эффективностью процедуры тестирования и более точными результатами тестирования. Для этого проекта после обширных исследований по моделированию и тестированию шин были выбраны две проблемы. Первая проблема заключается в том, что идентификация структурных параметров шины является слишком сложной для выполнения и требует много времени, в частности, модальные испытания шины. Вторая проблема заключается в том, что использование простых моделей шин ограничено, поскольку они обычно параметрируются на дорогих профессиональных машинах для испытания шин, которые обычно не встречаются в обычных лабораториях.В этом исследовании основное внимание уделяется определению длины продольной релаксации. Для решения первой проблемы разработан удобный и эффективный подход к извлечению модальных параметров шины. По сравнению с обычным методом подбора кривой с несколькими градусами, этот новый разработанный подход повышает эффективность и значительно упрощает процесс подбора кривой, сохраняя при этом адекватную точность. С точки зрения решения второй проблемы начинается разработка теста на длину релаксации шины.Было проведено виртуальное моделирование с использованием Matlab / Simulink, которое подтвердило его принцип. Также будут обсуждены осуществимость, конструкция оборудования и предлагаемая процедура практического испытания.

Statz, C., Дж. Кюттнер, Д. Плеттемайер и Томас Герлициус. «SEBIMO — микроволновое измерение параметров почвы». Тип документа: лекция, Technische Hochschule Köln, 2011. https://tud.qucosa.de/id/qucosa%3A30592.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Берри, Джеффри А.«Измерение электрических параметров планарных материалов /». Текст, Государственный университет Огайо / OhioLINK, 1992. http://rave.ohiolink.edu/etdc/view?acc_num=osu1487759436328874.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Дагтекин, Эбру.«Измерение параметров разряда неоднородной намагниченной аргоновой плазмы». РС. Диссертация, METU, 2012. http://etd.lib.metu.edu.tr/upload/12607934/index.pdf.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Аннотация:

Влияние магнитного поля на метод двойного зонда экспериментально исследовано с помощью симметричных плавающих быстрых двойных зондов с компьютерным управлением в плазме низкого и среднего давления.Кроме того, было исследовано влияние магнитного поля на температуру электронов, плотность электронов и электрическое поле. Как и следовало ожидать, в отсутствие магнитного поля свойства разрядной плазмы лучше всего описываются теорией Ленгмюра. В то время как, когда имеется магнитное поле достаточной силы
s, применима теория амбиполярной диффузии Шоттки.

Рао, С.Мадхусудана. «Оптическая метрология: методы измерения оптических параметров». Электронная диссертация и диссертация, Индийский институт науки, 2002 г. http://hdl.handle.net/2005/204.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Аннотация:

Работа, представленная в этой диссертации, проводилась в следующих двух областях оптической метрологии: 1.Измерение и коррекция углов призмы 2. Измерение показателей преломления с помощью спектрографа. Углы призмы обычно проверяются механическими транспортирами, автоколлиматорами (угловыми деккорами), простыми интерференционными методами и интерферометрами. У всех этих методов есть свои ограничения как по точности, так и по стоимости. Для измерения углов призм обычно используются механические методы. Также используются интерференционные методы и интерферометры, но для них требуются оптически полированные компоненты.Как для механических, так и для простых методов испытаний с натягом важно изготовить более одного компонента в количестве. Процесс создания интерферометров или покупки интерферометров, угловых датчиков и стандартных угловых датчиков неэффективен для многих исследовательских лабораторий и средних предприятий. Чтобы преодолеть эти трудности, предлагаются простые и недорогие методы измерения углов призмы без ущерба для точности, основанные на принципах отражения света.Показатели преломления материалов призм для невидимых и более слабых спектральных линий обычно определяются из спектрограмм с использованием дисперсионных формул и методов численной интерполяции. В этих методах точность результатов зависит от точности определения констант дисперсионных формул. Разработана простая экспериментальная техника с использованием спектрографа для измерения показателей преломления твердых тел и жидкостей как для видимых, так и для невидимых спектральных линий (длин волн).Диссертация разделена на шесть глав. Первая глава начинается с общего введения. Во второй главе представлен обзор литературы по существующим методам измерения угла и показателя преломления. В третьей главе описываются предлагаемые новые методы измерения угла призмы. В четвертой главе представлены экспериментальные результаты угловых измерений и обсуждение точности результатов. Эта глава также дает простор для дальнейших исследований. В пятой главе описывается недавно предложенная методика измерения показателей преломления и результаты экспериментов.Эта глава также дает простор для дальнейших исследований. Краткое изложение результатов, выводы и предложения по дальнейшей работе представлены в шестой главе.

Фриман, Алан Джон.«Измерение физиологических параметров с помощью эхопланарной визуализации». Электронная диссертация, Ноттингемский университет, 1995. http://ethos.bl.uk/OrderDetails.do?uin=uk.bl.ethos.262655.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Уилан, Эдмунд Питер.«Измерение параметров Мишеля в распадах тау». Электронная диссертация, Ланкастерский университет, 1993. http://ethos.bl.uk/OrderDetails.do?uin=uk.bl.ethos.386442.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Книги по теме «Измерение параметров транзисторов»: +

Посудин I︠U︡ I. Методы измерения параметров окружающей среды . Хобокен, Нью-Джерси: John Wiley & Sons, 2014.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Глас, Сис А.W. Моделирование изменчивости параметров заданий в образовательном измерении . Ньютаун, Пенсильвания: Приемный совет юридической школы, 2006.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Гупта, С.V. Погрешности измерений: физические параметры и калибровка приборов . Берлин, Гейдельберг: Springer Berlin Heidelberg, 2012.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Касенов, Михаил. Определение параметров водоносного горизонта с помощью регрессионного анализа . 2-е изд. Highlands Ranch, Colo: Water Resources Publications, 1998.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Касенов, Михаил. Определение параметров водоносного горизонта с использованием массива и регрессионного анализа . Highlands Ranch, Colo: Water Resources Publications, 1994.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Парресол, Бернард Р. Восстановление параметров распределения Johnson’s SB . Эшвилл, Северная Каролина: Департамент сельского хозяйства США, Лесная служба, Южная исследовательская станция, 2003 г.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Бейкер, Адриан Чарльз. Измерение гидравлических параметров и параметров переноса растворенных веществ в глинах . Бирмингем: Бирмингемский университет, 1994.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Сингх, Пратап. Развитие взаимосвязи между стоком таяния ледников и метеорологическими параметрами . Рурки: Национальный институт гидрологии, 1998.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Путорти, Энтони Д. Расчетные параметры для установленных на стойке устройств измерения ослабления света [т. Е. устройства] . Гейтерсбург, доктор медицины: Министерство торговли США, Управление технологий, Национальный институт стандартов и технологий, 1999 г.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Путорти, Энтони Д. Расчетные параметры для установленных на стойке устройств измерения ослабления света [т. Е. устройства] . Гейтерсбург, доктор медицины: Министерство торговли США, Управление технологий, Национальный институт стандартов и технологий, 1999 г.

Найти полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Книга глав по теме «Измерение параметров транзисторов»: +

Пожела, Юрас.«Параметры быстродействующих транзисторов». В Физика быстродействующих транзисторов , 1–34. Бостон, Массачусетс: Springer US, 1993. http://dx.doi.org/10.1007/978-1-4899-1242-8_1.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Линднер, Эвальд Х., и Ульрих Вайнерт. «Извлечение параметров модели транзистора». В Европейский консорциум математики в промышленности , 203–6. Висбаден: Vieweg + Teubner Verlag, 1992. http://dx.doi.org/10.1007/978-3-663-09834-8_39.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Накура, Тору.«Измерительные приборы». В Основные знания для проектирования схем БИС на уровне транзисторов , 155–76. Сингапур: Springer Singapore, 2016. http://dx.doi.org/10.1007/978-981-10-0424-7_8.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Накура, Тору.«Методы измерения». В Основные знания для проектирования схем БИС на уровне транзисторов , 177–94. Сингапур: Springer Singapore, 2016. http://dx.doi.org/10.1007/978-981-10-0424-7_9.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Божанич, Младен и Саураб Синха.«Интегрированные подложки: транзисторные технологии миллиметрового диапазона». В Smart Sensors, Measurement and Instrumentation , 105–28. Чам: Springer International Publishing, 2019. http://dx.doi.org/10.1007/978-3-030-14690-0_4.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Криш, А.D. «Измерение параметров спина». В Взаимодействия антипротон-нуклон и антипротон-ядро , 159–65. Бостон, Массачусетс: Springer US, 1990. http://dx.doi.org/10.1007/978-1-4613-0595-8_10.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Мохан Р.М., К. Э. Амара, П. Василиу, Э. П. Корриво, Д. А. Каннингем и Дж. Даффин. «Измерение параметров модели Chemoreflex». В Достижения экспериментальной медицины и биологии , 185–93. Бостон, Массачусетс: Springer US, 1998. http://dx.doi.org/10.1007/978-1-4757-9077-1_30.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Вейк, Мартин Х.«транзисторно-транзисторная логика». В Словарь компьютерных наук и коммуникаций , 1814. Бостон, Массачусетс: Springer US, 2000. http://dx.doi.org/10.1007/1-4020-0613-6_19941.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Кун, Маркус, Стивен Си, Цзюн Чжан, Мэтью Вормингтон, Томас Найттен, Ингрид Де, Цзян-Мин Зо и Жан-Люк Рувьер.«Методы измерения деформации транзисторов и их применения». В Метрология и методы диагностики наноэлектроники , 207–376. Taylor & Francis Group, 6000 Broken Sound Parkway NW, Suite 300, Boca Raton, FL 33487-2742: CRC Press, 2016. http://dx.doi.org/10.1201/9781315185385-8.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Аванг, Заики.«Проектирование транзисторных усилителей СВЧ с использованием S-параметров». В Проектирование микроволновых систем , 147–226. Сингапур: Springer Singapore, 2013. http://dx.doi.org/10.1007/978-981-4451-24-6_4.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Доклады конференции по теме «Измерение параметров транзисторов»: +

Ченакин Александр В.«Новый метод измерения параметров транзисторов». В Дайджест 45-й конференции ARFTG . IEEE, 1995. http://dx.doi.org/10.1109/arftg.1995.327100.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Виат, Войцех и Марек Шмидт-Саловски.«Измерение параметров шума транзисторов с помощью многоступенчатой ​​системы радиометров». В 26-я Европейская микроволновая конференция, 1996 . IEEE, 1996. http://dx.doi.org/10.1109/euma.1996.337547.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Таскер П.J., W. Reinert, J. Braunstein и M. Schlechtweg. «Прямое извлечение всех четырех параметров шума транзистора из одного измерения коэффициента шума». В 1992 22-я Европейская микроволновая конференция . IEEE, 1992. http://dx.doi.org/10.1109/euma.1992.335733.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Майя, М.К., А. Лазаро и Л. Праделл. «Определение характеристик ENR холодного полевого транзистора, применяемое для измерения параметров шума транзисторов на пластине». В 32-я Европейская микроволновая конференция, 2002 . IEEE, 2002. http://dx.doi.org/10.1109/euma.2002.339216.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Рут, Дэвид Э., Радослав М. Бирнацки, Михай Марку, Минхао Ко и Пол Дж. Таскер. «Частотно-масштабируемая нелинейная поведенческая модель транзистора из одночастотных X-параметров на основе свойств преобразования с обращением времени (ПРИГЛАШЕНО)». In 2015 86-я Конференция ARFTG по микроволновым измерениям . IEEE, 2015. http://dx.doi.org/10.1109/arftg.2015.7381463.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Праделл, Л., К. Сабатер, Э. Артал, А. Комерон, Дж. Бара, И. Корбелла и Дж. Фортуни. «Калибровка TRL, применяемая для измерения S-параметров микросхемы транзисторов до 40 ГГц». В 20-я Европейская микроволновая конференция, 1990 . IEEE, 1990. http://dx.doi.org/10.1109/euma.1990.336046.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Брито, Хуан Пабло Мартинес и Серхио Бампи.«Двухтранзисторная тестовая структура на основе измерения напряжения для быстрого извлечения конструктивных параметров несоответствия МОП». В 2019 32-я Международная конференция IEEE по микроэлектронным тестовым структурам (ICMTS) . IEEE, 2019. http://dx.doi.org/10.1109/icmts.2019.8730918.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Хенце, А., и Г. Монастериос. «Измерение параметров рассеяния биполярных транзисторов на частотах до 3 ГГц с использованием ВЧ-генератора и осциллографа DSO». В 2016 IEEE Biennial Congress of Argentina (ARGENCON) . IEEE, 2016. http://dx.doi.org/10.1109/argencon.2016.7585354.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Хашимиан, Реза.«Нулевые в поиске / изменении параметров транзисторов вслепую». В Международная конференция по информационным и компьютерным технологиям (ICICT) 2018 . IEEE, 2018. http://dx.doi.org/10.1109/infoct.2018.8356863.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Крылов, Б.В., Добычина Е.М., Малахов Р.Ю., Сергеев Б.Б. «Извлечение параметров мощных многоклеточных транзисторов». В 2014 24-я Международная Крымская конференция «СВЧ и телекоммуникационные технологии» (CriMiCo) . IEEE, 2014. http://dx.doi.org/10.1109/crmico.2014.6959319.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Отчеты по теме «Измерение параметров транзисторов»: +

Купер, Дональд Э., и Стивен С. Мосс. Пикосекундное оптоэлектронное измерение параметров высокочастотного рассеяния GaAs FET (полевого транзистора). Форт Белвуар, Вирджиния: Центр технической информации Министерства обороны, июнь 1986 г. http://dx.doi.org/10.21236/ada170618.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Пинкус, Джонатан. Размер транзистора . Форт Бельвуар, Вирджиния: Центр технической информации Министерства обороны, февраль 1986 г. http://dx.doi.org/10.21236/ada611783.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Данвуди, Уильям. A Измерение параметров резонанса PSI (2S) . Управление научно-технической информации (OSTI), ноябрь 2002 г. http://dx.doi.org/10.2172/808673.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Дэй-Льюис, Фредерик, Камини Сингха, Рой Хаггерти, Тим Джонсон, Эндрю Бинли и Джон Лейн. Геоэлектрические измерения многомасштабных параметров массопереноса . Управление научно-технической информации (OSTI), январь 2014 г. http://dx.doi.org/10.2172/1114652.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

О’Доннелл, Томас. Прецизионное измерение параметров колебаний нейтрино с помощью KamLAND . Управление научно-технической информации (OSTI), декабрь 2011 г. http://dx.doi.org/10.2172/1082203.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Дэй-Льюис, Фредерик Дэвид, Камини Сингха, Тимоти К.Джонсон, Рой Хаггерти, Эндрю Бинли и Джон У. Лейн. Геоэлектрические измерения многомасштабных параметров массопереноса . Управление научно-технической информации (OSTI), ноябрь 2014 г. http://dx.doi.org/10.2172/1164392.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Куигли, Джеймс А. Измерение тау-параметров Мишеля на SLD . Управление научно-технической информации (OSTI), май 1997 г. http://dx.doi.org/10.2172/515578.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Путорти, Энтони Д.Jr. Расчетные параметры для установленных в стойку устройств измерения ослабления света . Гейтерсбург, доктор медицины: Национальный институт стандартов и технологий, 1999 г. http://dx.doi.org/10.6028/nist.ir.6215.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Мальярас, Джордж Г., и Грасиела Б. Бланше. Пикап Транзистор . Форт Бельвуар, Вирджиния: Центр технической информации Министерства обороны, март 2011 г. http://dx.doi.org/10.21236/ada5.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Хаггерти, Рой, Фред Дэй-Льюис, Камини Сингха, Тимоти Джонсон, Эндрю Бинли и Джон Лейн. Заключительный отчет: Геоэлектрические измерения многомасштабных параметров массопереноса . Управление научно-технической информации (OSTI), март 2014 г. http://dx.doi.org/10.2172/1124493.

Полный текст Добавить в библиографию

APA, Гарвард, Ванкувер, ISO и другие стили

Как выбрать компоненты для DCDC

Общее описание

В этом техническом информационном документе объясняется, как выбрать внешние компоненты для преобразователей постоянного тока в постоянный.Следует тщательно выбирать внешние компоненты, поскольку они сильно влияют на характеристики преобразователей постоянного тока в постоянный ток, указанные в таблице 1. Номер детали каждого внешнего компонента указан в типовых схемах применения в каталогах данных Torex или технических паспортах.

Подбор внешних компонентов

Выбор внешних компонентов для подключения к продукции TOREX сильно влияет на характеристики преобразователей постоянного тока в постоянный.
Пожалуйста, воспользуйтесь таблицей 1 ниже в качестве справочной и полностью определитесь с реальными устройствами.Для получения подробной информации о внешних компонентах, таких как номер детали и т. Д., Обратитесь к типичным схемам применения, приведенным в листе технических данных Torex.

Таблица 1: Выбор внешних компонентов по характеристикам
КАТУШКА КЛ * SD * ВНЕШНИЙ TR. ВНЕШНИЙ TR. (БИПОЛЯРНЫЙ)
л DCR (МОП-транзистор) R B С В
Для большего тока Малый Малый Большой Малый V F (низкое сопротивление при включении) Малый Большой
Для повышения эффективности Легкая нагрузка Большой Малый Малый I R Большой Малый
Тяжелая нагрузка Большой Малый Малый V F (низкое сопротивление при включении) Малый Большой
Для низкого выходного напряжения пульсации Большой Большой
Для лучшего переходного резонанса Малый Большой

Примечание. При использовании силового МОП-транзистора в качестве внешнего транзистора не требуется RB или CB.
* CL: конденсатор нагрузки, SD: диод Шоттки

Катушка

Для выбора значения индуктивности обратитесь к таблице 2 ниже, в которой указаны значения в соответствии с частотой колебаний и выходным током (нагрузкой). Чем выше частота колебаний, тем ниже значение индуктивности и тем меньше размер катушки, которую можно выбрать. По возможности лучше использовать катушку с более низким сопротивлением постоянному току (DCR). Когда значение L становится меньше, пиковый ток (Ipeak) катушки увеличивается, и максимальный выходной ток становится максимальным при определенном значении L.Когда значение L увеличивается, потери переключающего транзистора из-за пикового тока становятся меньше, а эффективность достигает максимума при определенном значении L. Кроме того, чем больше увеличивается значение L, тем большие потери, вызванные сопротивлением постоянному току (DCR) катушки, приводят к снижению эффективности. При выборе катушки значение допустимого номинального тока является одним из важных параметров. Если ток превышает номинальное допустимое значение тока, катушка будет выделять тепло, что вызовет магнитное насыщение катушки, что приведет к значительному снижению эффективности.Если пиковый ток превысит допустимое значение, это приведет к серьезному повреждению ИС.

Таблица 2: Выбор значения индуктивности
НАГРУЗКА 50 кГц 100 кГц 180 кГц 300 кГц 500 кГц
Легкая нагрузка 330 мкГн 220 мкГн 100 мкГн 47 мкГн 22 мкГн
Средняя нагрузка 220 мкГн 100 мкГн 47 мкГн 22 мкГн 10 мкГн
Тяжелая нагрузка 100 мкГн 47 мкГн 22 мкГн 10 мкГн 6.8 мкГн

[Рисунок 1] Сравнение КПД серий XC6367A и XC6368A при разных частотах колебаний, но с использованием одной и той же катушки

Серия XC6367A, VOUT = 5 В, Vin = 3,3 В

Тр. = XP161A1355PR, SD = MA2Q737, Катушка = CR54, Cin = 220 мкФ, CL = 47 мкФ

Серия XC6368A, VOUT = 5 В, Vin = 3,3 В

Тр. = XP161A1355PR, SD = MA2Q737, Катушка = CR54, Cin = 220 мкФ, CL = 47 мкФ

В непрерывном режиме пиковый ток (I L_PEAK ) катушки можно рассчитать с помощью приведенного ниже уравнения.
Допустимое значение тока катушки должно быть больше, чем значение пикового тока. Приведенное ниже уравнение может быть адаптировано к случаю без потерь. На практике значение пикового тока больше, чем результат уравнения.

ILpeak 2 = 2 (Vout-Vin) x Iout ÷ (L x f OSC )
Пример) Vin = 3 В, Vout = 5 В, Iout = 10 мА, f OSC = 100 кГц, L = 100 мкГн
ILpeak = SQRT (2 x (5-3) x 0,01 / (100000 x 0,0001)) ≒ 63 мА

Диод

  1. Рекомендуется использовать диод с малым прямым напряжением (V F ), поскольку он предотвращает потери, вызванные падением прямого напряжения, и повышает эффективность.В повышающей цепи также снижается рабочее пусковое напряжение. Прямое напряжение должно быть меньше 0,6 В при пиковом значении тока катушки.
  2. Емкость между выводами диода должна быть небольшой, потому что, если она большая, скорость переключения замедляется, а пиковые шумы, которые возникают из-за времени включения и выключения диода, становятся большими. Когда скорость переключения снижается, потери переключения увеличиваются.
  3. Выберите диод с небольшим обратным током утечки (I R ).При более высоком обратном токе утечки не только снижается эффективность при малой нагрузке, но и увеличивается шум от всплесков. Обратный ток утечки имеет тенденцию быть большим при высоких температурах. Обратный ток утечки также имеет тенденцию быть большим с сильноточными диодами (низкий V F ).
  4. Для повышающих преобразователей постоянного тока в постоянный номинальный ток диода должен быть в два или три раза выше, чем пиковый ток катушки при минимальном значении входного напряжения, которое будет использоваться. Для понижающих преобразователей постоянного тока в постоянный номинальный ток должен быть в два или три раза выше, чем пиковый ток катушки при максимальном значении входного напряжения, которое будет использоваться.При управлении ЧИМ следует отметить, что значение пикового тока будет увеличиваться, поэтому следует соблюдать осторожность.
  5. Номинальное напряжение диода должно быть в полтора раза выше выходного напряжения для повышающих DC / DC преобразователей и в полтора раза выше входного напряжения для понижающих DC / DC преобразователей. На практике напряжение между выводами не должно превышать номинальное значение напряжения.

Емкость нагрузки (класс)

  1. При использовании керамического нагрузочного конденсатора для ИС Torex, совместимых с конденсаторами с низким ESR, обратите внимание на температурные характеристики.Конденсаторы, отличные от конденсаторов с характеристиками B, могут не работать нормально, поскольку электрическая емкость уменьшается в зависимости от температуры окружающей среды или характеристик смещения постоянного тока. Пожалуйста, полностью проверьте работу, если танталовые конденсаторы, OS-CON и алюминиевые электролитические конденсаторы используются с микросхемами TOREX, совместимыми с конденсаторами с низким ESR.
  2. При использовании танталового конденсатора используйте конденсатор с емкостью не менее 10 мФ. Для приложений, в которых требуется выходной ток более 100 мА, следует подключить танталовый конденсатор с емкостью нагрузки более 100 мФ.Значение ESR (эквивалентное последовательное сопротивление) для нагрузочного конденсатора должно составлять от 0,1 Вт до 0,5 Вт. Если конденсатор с низким ESR, такой как OS-CON, используется в качестве конденсатора нагрузки, может произойти ненормальная работа из-за неадекватной компенсации фазы. Поэтому не используйте керамические конденсаторы. Даже если танталовые, OS-CON или алюминиевые электролитические конденсаторы используются с ИС, совместимыми с такими конденсаторами, работу следует полностью проверить.
  3. При использовании алюминиевых электролитических конденсаторов значение емкости нагрузки должно быть в два или три раза выше, чем значение, рекомендованное в типовой схеме применения, чтобы избежать какого-либо уменьшения емкости при низкой температуре и увеличения ESR.В таких случаях, пожалуйста, подключите танталовый конденсатор на 10 мФ или более или керамический конденсатор или от 0,1 до 1,0 мФ последовательно, чтобы снизить ESR. Допустимый ток пульсаций является важным параметром для алюминиевого электролитического конденсатора. Чрезмерные пульсации напряжения вызывают нагревание и сокращают срок службы ИС. (Следует выбрать пульсирующее напряжение на выходе менее 50 мВ.)

Входной конденсатор (CIN)

  1. Входной конденсатор выполняет роль конденсатора подавления пульсаций источника питания ИС для понижающих преобразователей постоянного тока в постоянный.Подключите конденсатор как можно ближе к микросхеме.
  2. Входной конденсатор должен быть подключен к повышающему DC / DC преобразователю IC, потому что конденсатор снижает влияние импеданса входного источника питания на IC. В отличие от нагрузочного конденсатора, меньшее значение ESR можно выбрать независимо от типа конденсаторов.

Внешний транзистор

Когда входное напряжение меньше 1,2 В, напряжение на затворе может быть недостаточным для включения силового полевого МОП-транзистора.В этом случае используйте биполярный транзистор. Для более высоких выходных токов следует использовать силовой полевой МОП-транзистор с более низким сопротивлением включения. Биполярный транзистор обычно имеет меньшую скорость усиления тока (hFE). Следовательно, когда биполярный транзистор используется для высокого тока, базовый ток становится высоким и эффективность уменьшается по сравнению с MOSFET.

Силовой полевой МОП-транзистор

  1. Выберите силовой полевой МОП-транзистор с входной емкостью (Ciss) и выходной емкостью (Coss) менее 1000 пФ.
  2. Следует выбрать полевой МОП-транзистор с высокой скоростью переключения. Эффективность повышается при увеличении скорости переключения. [высокая скорость переключения: короткое время задержки включения (td (on)), время нарастания (tr), время задержки выключения (td (off))]
  3. Следует выбрать полевой МОП-транзистор с напряжением отсечки затвор-исток (Vgs (off)), намного меньшим, чем входное напряжение. Биполярный транзистор подходит там, где напряжение питания ниже 1,2 В. При запуске повышающих ИС преобразователя постоянного тока в источник питания необходимо подать напряжение, превышающее напряжение отсечки затвор-источник (Vgs (off)).
  4. Сопротивление ВКЛ (Rds (on)) между стоком и истоком силового полевого МОП-транзистора должно быть низким. Однако полевые МОП-транзисторы с чрезвычайно низким сопротивлением в открытом состоянии обычно имеют большую входную емкость (Ciss) и выходную емкость (Coss). Существует компромисс между сопротивлением включения, входной емкостью и выходной емкостью.
  5. Для повышающих преобразователей постоянного тока в постоянный выбирайте полевой МОП-транзистор с номинальным током, в два или три раза превышающим пиковый ток. Для понижающих преобразователей постоянного тока следует выбирать номинальный ток, примерно в два раза превышающий выходной ток, умноженный на понижающий коэффициент.Перед выбором проверьте форму тока и температуру полевого МОП-транзистора на реальном устройстве. Также необходимо обращать внимание на значение пикового тока, потому что пиковый ток становится высоким, особенно при управлении ЧИМ.
  6. Номинальное напряжение полевого МОП-транзистора для ИС повышающего преобразователя постоянного / постоянного тока должно быть в полтора раза больше, чем выходное напряжение. Номинальное напряжение для ИС понижающего преобразователя постоянного тока в постоянный должно быть в полтора раза больше, чем входное напряжение. Перед использованием проверьте фактические детали и избегайте ситуаций, когда напряжение между контактами превышает номинальное напряжение.
  7. Если предполагается, что все потери схемы при падении КПД потребляются транзистором, рассеиваемая мощность полевого МОП-транзистора должна быть больше потерь. Когда выходное напряжение и выходной ток высокие, полевой МОП-транзистор должен иметь достаточный запас (дополнительное покрытие), чтобы противостоять потерям электроэнергии. Убедитесь, что тепло находится в пределах рабочего диапазона температур, и при необходимости учитывайте рассеивание тепла.

Транзистор биполярный

  1. Текущий коэффициент усиления hFE следует выбирать из диапазона от 100 до 500.Имейте в виду, что биполярный транзистор, где коэффициент усиления по току чрезвычайно высок, обычно имеет небольшой базовый ток и высокий ток утечки в выключенном состоянии.
  2. По возможности используйте биполярный полевой МОП-транзистор с высокой скоростью переключения. Эффективность повышается при увеличении скорости переключения. Также используйте полевой МОП-транзистор с выходной емкостью коллектора (Cob) около 10 пФ. [высокая скорость переключения: короткое время включения (тонна), время падения (tf), время хранения (tstg)]

Значение базового сопротивления (R

B ) и емкости при ускорении (C B ) биполярного транзистора

Базовое сопротивление (R

B )

Базовое сопротивление (RB) следует выбирать в диапазоне от 250 Ом до 2 кОм, поскольку сопротивление менее 250 Ом влияет на работу ИС.
При небольшом значении RB около 200 ~ 500 Ом выходной ток становится выше, но эффективность снижается при малых нагрузках.
При высоком значении RB около 700 Ом ~ 2 кОм выходной ток становится меньше, но эффективность увеличивается при малых нагрузках.

Значение RB рассчитывается с использованием следующих уравнений, которые основаны на значении тока коллектора ISW (IC), когда транзистор включен.
Возможны колебания скорости усиления тока hFE.Пожалуйста, рассчитайте, используя более чем трехкратное фактическое значение ISE (IC).

ISW (IC) = h FE x IB = Vout ÷ (RB + R EXTH )
RB ≦ (Vout-0.7) × h FE ÷ ISE (IC) — R EXTH

Пример) Iin = 100 мА, Vout = 5,0 В, ч FE = 200, 250 Ом ≦ RB ≦ 1,4 кОм

Конденсатор ускорения (C

B )

Конденсатор ускорения (C B ) добавлен для повышения эффективности. Значение C B фиксируется значением R B и частотой колебаний (f OSC ) импульсного регулятора.Выберите значение C B , используя приведенное ниже уравнение для повышения скорости переключения и эффективности.

CB ≧ 1 ÷ (2π x RB x fosc x 0,7)
Пример) fosc = 100 кГц 、 CB = 2200 пФ ~ 3300 пФ
RB = 1 кОм,

Если значение C B значительно увеличится, скорость переключения станет выше, а ток питания станет выше. Даже если значение C B немного увеличится, изменения в скорости переключения будут иметь эффект. Пожалуйста, используйте приведенное выше уравнение для расчета.

Эксперимент: Проектирование схем транзисторов


Процедура

Примечание: Эта схема была разработана, когда мы только учились обучать работе транзисторов. Теперь мудрее, мы знаем, что ниже есть некоторые ошибки в математике с вычислениями фильтра. Мы перепроектируем эту схему, когда позволят время и ресурсы, но учтите, что схема все еще работает (может усиливать пики).

Все, что вам нужно, чтобы построить усилитель, — это транзистор, источник питания, резисторы и конденсаторы.Есть много способов смешать их вместе, что является искусством (Стив Джобс часто называл компоновку схем «цифровым искусством»), но мы дадим вам некоторые основные условия и предположения, с которыми можно поработать, а затем проведем вас через дизайн вашего самого первый простой био-усилитель!

Существует несколько конфигураций с использованием транзисторов NPN, но мы будем использовать «конфигурацию с общим эмиттером», потому что она позволяет получить высокий коэффициент усиления по напряжению. Почему его называют «усилителем с общим эмиттером»? — поскольку база — это вход, коллектор — это выход, а «общий» или земля — ​​это эмиттер.

Как любой прилежный инженер, давайте начнем с «требований», что является скучным способом сказать: «что мы хотим, чтобы эта машина действительно выполняла». В нашем биоусилителе мы хотим «усилить» очень слабые электрические сигналы в нервах тараканов. Давайте стремимся к «усилению» 150 или увеличению амплитуды сигнала в 150 раз. Мы также хотим ограничить то, что мы усиливаем, чтобы гарантировать, что мы обращаем внимание только на всплески (потенциалы действия), а не на другие электрические сигналы, такие как электрический шум из вашего дома.Итак, как и в реальном SpikerBox, мы хотим измерять только сигналы с компонентами выше 300 Гц (циклов в секунду). Это также называется «высокочастотным» сигналом.

Таким образом, у нас есть два требования

  1. Прирост 150.
  2. Настройка фильтра: фильтр высоких частот 300 Гц.

А теперь вернемся к искусству дизайна электроники. В основе нашего усилителя лежит превосходная книга Пола Шерца «Практическая электроника для изобретателей».

Детали
Помимо тараканов, кабеля и электрода, упомянутых выше, вам необходимо посетить местный дружественный RadioShack, чтобы получить:
  1. два NPN транзистора (2N4401) — из набора образцов транзисторов
  2. четыре 4.Резисторы 7 кОм — из набора образцов резисторов
  3. четыре резистора 1 кОм из того же набора образцов
  4. Один резистор 50 Ом из того же набора образцов
  5. два конденсатора по 1 мкФ
  6. четыре конденсатора по 10 мкФ
  7. немного перемычки
  8. беспаечный макет
  9. a Разъем аккумулятора 9В
  10. батарея 9В
  11. разъем RCA
  12. a RadioShack Speaker (мы любим эти вещи)
Вам также понадобится небольшой кусок пробки или пенопласта, на который можно положить ногу таракана.

Проектирование схемы

Эмиттерные и коллекторные резисторы

Поскольку мы будем использовать батарею на 9 В, и наши шипы имеют как положительный, так и отрицательный компонент:

Мы хотим, чтобы нейронный сигнал превышал +4,5 В, чтобы у нас было достаточно «места» для напряжения, чтобы усилить как отрицательную, так и положительную части сигнала. Таким образом, необходимо, чтобы V c или напряжение на коллекторе было 1/2 V cc (это сбивает с толку, но Vcc означает «общий ток» или, в более общем смысле, наш источник питания 9 В).Таким образом, нам нужно поставить резистор на V c , чтобы установить V c = 1/2 V cc , и мы используем закон Ома V = IR, который мы можем переписать как:

I c — это ток через коллектор и функция транзистора (для его расчета вы используете лист данных транзистора). Мы будем использовать значение 1 мА для I c .

4,7 кОм — стандартное значение для комплекта резисторов, поэтому мы будем использовать 4,7 кОм для R c

.

Коэффициент усиления нашей схемы, как он есть, составляет ΔV c / ΔV e , что равно отношению R c / R e .

Мы уже установили R c = 4,7 кОм, а R e уже встроен в транзистор. Его R e называется транссопротивлением, которое рассчитывается как:

I e примерно такое же, как I c , поэтому сопротивление составляет 26 Ом.

Мы можем рассчитать выигрыш следующим образом:

Однако в транзисторе может быть нестабильное сопротивление, поэтому нам нужно добавить собственное сопротивление R в дополнение к сопротивлению.Шерц рекомендует V e с напряжением 1 В для стабилизации нестабильности транссопротивления, поэтому согласно закону Ома:

Но обратите внимание, что добавление этого R к схеме:

У нас будет изменение в прибыли. Новое усиление:

О, нет! Наше первоначальное усиление 180 исчезло! И наш выигрыш теперь намного меньше, чем нам нужно! Но не бойтесь, мы можем добавить конденсатор параллельно с резистором 1 кОм, который эффективно заставит 1 кОм исчезнуть для нашего пикового сигнала.Мы все равно хотим добавить конденсатор, так как нам нужно сделать:

Фильтр высоких частот

Параллельно подключенные резистор и конденсатор действуют как фильтры верхних частот, и, как указано выше, мы хотим, чтобы наш фильтр высоких частот составлял 300 Гц. Это легко подсчитать.

У нас уже есть R = 1 кОм, а f должно быть 300 Гц, поэтому емкость конденсатора составляет 20 мкФ.

Все, что остается, — это входной конденсатор для устранения любого смещения постоянного тока на входном сигнале и поддержания стабильности нашей схемы. Давайте просто установим его на 1 мкФ.

Установка напряжений смещения

Помните из нашей теории транзисторов, что транзистор не включится без нажатия нижнего предела напряжения, а это примерно 0,6 В для схем на основе кремния. Нам нужно добавить резисторы смещения.

Мы хотим, чтобы напряжение на базе V b было на 0,6 В выше, чем напряжение на уровне V e , поэтому

Мы знаем, что V e составляет 1 В из-за падения напряжения, рассчитанного выше, поэтому V b должно быть 1.6В. Сделаем делитель напряжения!

Наш V в имеет курс 9 В, а наш V out равен 1,6 В, и мы используем классическое уравнение делителя напряжения:

Мы можем переставить уравнение и вычислить …

Таким образом, R1 должен быть в ~ 4,6 раза больше, чем R2. Звучит достаточно просто, но, как показывает опыт для этой конструкции транзистора:

Итак, мы просто выберем R2 = 1 кОм и R1 = 4,7 кОм в качестве значений, поскольку мы уже используем эти значения резисторов и имеем их под рукой.

Вот и все! Пришло время …

Построить схему

Вы посчитали, и теперь пришло время физически построить вашу схему. Поместите аккумулятор, транзистор, резисторы, конденсаторы и компоненты ввода / вывода на макетную плату, как показано ниже:

Присмотритесь к схеме на макетной плате:

Вставьте электроды в лапу таракана, как вы делали в предыдущих экспериментах, и подключите динамик к цепи.Полностью поверните динамик и почистите ногу таракана зубочисткой. Вы можете услышать очень слабый ответ, но он будет скрыт в шуме. Давайте еще немного усилим шипы. Вы можете создать «вторую стадию» усиления, как мы это делаем с нашим обычным SpikerBox, где у вас есть выход схемы, идущий на вход другой копии схемы, как показано ниже:

Однако вы обнаружите, что это «удвоение» делает схему немного нестабильной, поэтому давайте немного снизим усиление на втором этапе.Мы добавили резистор 50 Ом параллельно с R и , чтобы немного понизить усиление второй ступени, но все равно сделают более громкие всплески, когда вы подключите эту схему к ноге таракана. Смотрите видео ниже.

Теперь вы создали свой собственный усилитель на транзисторах! Поздравляю! Сообщите нам, если вы нашли способ сделать схему проще, чище и с большим усилением.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *