Повышающий преобразователь постоянного тока: Преобразователи постоянного тока в постоянный (DC-DC). Какие они бывают (подборка с Алиэкспресс)

Содержание

Повышающие преобразователи постоянного тока. — Компоненты и технологии

Для получения высокого напряжения в системах с питанием от батарей или аккумуляторов используют последовательное включение нескольких питающих элементов. Однако из-за ограничений, накладываемых на габариты устройств, это не всегда возможно.

Выход — в использовании повышающих импульсных преобразователей постоянного тока. Принцип их действия основан на применении магнитного поля катушки индуктивности для поочередного запасания энергии и передачи ее в нагрузку с другим уровнем напряжения. Благодаря малым потерям они хорошо подходят для задач, где требуется высокий КПД. Для снижения пульсаций выходного напряжения к выходу преобразователя подключаются конденсаторы. Повышающие импульсные преобразователи, обсуждаемые в этой статье, используются для получения более высокого напряжения, в то время как понижающие импульсные преобразователи, обсуждавшиеся в предыдущей статье [1], нужны для получения более низкого напряжения. Напомним, импульсные преобразователи, имеющие внутренние ключи на полевых транзисторах, называются регуляторами, а устройства, для которых необходимы внешние полевые транзисторы, — контроллерами импульсных преобразователей.

Повышение напряжения становится возможным благодаря свойству катушки индуктивности противостоять изменениям тока. В процессе заряда катушка индуктивности играет роль нагрузки и запасает энергию, а в процессе разряда она играет роль источника энергии. Напряжение в фазе разряда зависит от скорости изменения тока, а не от исходного заряжающего напряжения. Это позволяет получить выходное напряжение, отличное от напряжения на входе.

Повышающий регулятор, упрощенная схема которого приведена на рис. 1, состоит из двух ключей, двух конденсаторов и катушки индуктивности.

Рис. 1. Схема повышающего преобразователя, отражающая две основные фазы его работы

Во избежание нежелательного «сквозного тока» управление ключами осуществляется таким образом, что только один из них активен в отдельно взятый момент времени.

В фазе 1 (tON) ключ В разомкнут, а ключ А замкнут. Катушка индуктивности подключена к «земле», и ток протекает от VIN на «землю». Поскольку напряжение на катушке индуктивности имеет положительную полярность, ток возрастает, и в катушке индуктивности запасается энергия. В фазе 2 (tOFF) ключ А разомкнут, а ключ В замкнут. Катушка индуктивности подключена к нагрузке, и ток протекает от VIN в нагрузку. Поскольку напряжение на катушке индуктивности имеет отрицательную полярность, ток убывает, и энергия, запасенная в катушке индуктивности, передается в нагрузку. Указанные параметры двухфазового режима работы представлены на рис. 2 в виде временных диаграмм.

Рис. 2. Временные диаграммы работы повышающего преобразователя

Импульсный преобразователь может работать в непрерывном или прерывистом режиме. При работе в непрерывном режиме (continuous conduction mode, ССМ) ток через катушку индуктивности никогда не падает до нуля. При работе в прерывистом режиме (discontinuous conduction mode, DCM) ток через катушку индуктивности может падать до нуля. Уровень пульсаций тока, обозначенный на рис. 2 как ΔIL, определяется по формуле ΔIL = (VIN×tON)/L. В нагрузку попадает постоянный ток, равный среднему значению тока через катушку индуктивности, а ток пульсаций протекает через выходной конденсатор.

Схема повышающего импульсного преобразователя включает в себя генератор, контур управления с ШИМ и коммутируемые полевые транзисторы (рис. 3).

Рис. 3. Схема повышающего импульсного преобразователя

Преобразователи, в которых в качестве ключа В используется диод Шоттки, называются асинхронными, а преобразователи, в которых в качестве ключа В используется полевой транзистор, — синхронными. В схеме на рис. 3 ключи А и В реализованы с помощью внутреннего полевого транзистора с каналом N-типа и внешнего диода Шоттки соответственно, и, таким образом, она представляет собой асинхронный повышающий импульсный регулятор. В системах с пониженным энергопотреблением, в которых требуются изоляция нагрузки и малый ток в неактивном состоянии, можно добавить внешние полевые транзисторы, как показано на рис. 4. Подача напряжения ниже 0,3 В на вывод EN устройства отключает преобразователь и полностью отсоединяет вход от выхода.

Рис. 4. Типичная схема включения ADP1612/ADP1613

Основным рабочим режимом в современных повышающих синхронных импульсных преобразователях является режим широтно-импульсной модуляции. При этом частота импульсов поддерживается постоянной, а их длительность (tON) изменяется для регулировки выходного напряжения. Средняя мощность, выдаваемая в нагрузку, пропорциональна коэффициенту заполнения импульсной последовательности:

Например, при желаемом выходном напряжении 15 В и доступном входном напряжении 5 В:

Вследствие закона сохранения энергии входная мощность равна сумме мощности, выдаваемой в нагрузку, и любых потерь. Ввиду высокой эффективности преобразования небольшими потерями при вычислении мощности можно пренебречь.

Таким образом, входной ток можно аппроксимировать выражением:

Так, например, если ток нагрузки равен 300 мА при выходном напряжении 15 В, то IIN = 900 мА при входном напряжении 5 В, то есть примерно в три раза больше выходного тока. Таким образом, с ростом выходного напряжения доступный ток нагрузки убывает.

Для стабилизации выходного напряжения в повышающих преобразователях используется обратная связь по напряжению или по току. Управляющий контур позволяет поддерживать уровень выходного напряжения при изменении нагрузки. Повышающие импульсные преобразователи для систем с малым энергопотреблением обычно работают с частотой импульсов в диапазоне от 600 кГц до 2 МГц. Работа на высокой частоте коммутации позволяет использовать катушки индуктивности меньших габаритов, однако при каждом удвоении частоты КПД падает примерно на 2%. В повышающих импульсных преобразователях ADP1612 и ADP1613 частоту коммутации можно выбрать при помощи вывода FREQ. При подключении вывода FREQ к «земле» устанавливается частота 650 кГц, при которой достигается максимальный КПД, а при подключении вывода FREQ к 

VIN устанавливается частота 1,3 МГц, позволяющая уменьшить габариты внешних компонентов.

Катушка индуктивности, являющаяся ключевым компонентом повышающего импульсного преобразователя, запасает энергию в интервале tON и передает эту энергию на выход через выходной выпрямитель в интервале tOFF. Для достижения компромисса между малым уровнем пульсаций тока через катушку индуктивности и высоким КПД в техническом описании ADP1612/ADP1613 рекомендуется использовать катушки индуктивности с номиналом от 4,7 до 22 мкГн. В общем случае, при одинаковых размерах, катушка с малой индуктивностью обладает бóльшим током насыщения и меньшим последовательным сопротивлением, однако при этом она также имеет больший пиковый ток, что может приводить к снижению КПД, повышенным пульсациям и росту шума. Для уменьшения габаритов катушки индуктивности и повышения стабильности лучше использовать повышающий импульсный преобразователь, работающий в прерывистом режиме. Пиковый ток через катушку индуктивности (максимальный входной ток плюс половина тока пульсаций) должен быть ниже номинального тока насыщения катушки, а максимальный постоянный входной ток должен быть ниже предельного рабочего среднеквадратического тока катушки индуктивности.

Ключевые спецификации и определения повышающего импульсного преобразователя

Диапазон входных напряжений

Диапазон входных напряжений повышающего импульсного преобразователя определяет наименьшее полезное входное напряжение питания.

Ток по цепи заземления (рабочий ток)

IQ — это постоянный ток смещения, не поступающий в нагрузку. Устройства с малым значением IQ дают больший КПД. Параметр IQ может быть указан в спецификации для различных условий работы.

Ток в неактивном режиме

Это входной ток, потребляемый при неактивном уровне сигнала на выводе разрешения. Малое значение этого тока важно для поддержания долговременной работы в режиме ожидания, когда устройство находится в «спящем» режиме.

Коэффициент заполнения импульсной последовательности

Рабочий коэффициент заполнения импульсной последовательности должен быть меньше максимального коэффициента заполнения импульсной последовательности; в противном случае стабилизация выходного напряжения поддерживаться не будет.

Так, например при VIN = 5 В и VOUT = 15 В, D = (VOUT VIN)/VOUT = 67%. Максимальный коэффициент заполнения импульсной последовательности у ADP1612 и ADP1613 составляет 90%.

Диапазон выходных напряжений

Точнее — диапазон поддерживаемых выходных напряжений. Выходное напряжение повышающего импульсного преобразователя может быть фиксированным или регулируемым. Во втором случае для задания желаемого выходного напряжения используются внешние резисторы.

Предельный ток

В спецификациях на повышающие импульсные преобразователи обычно указывается предельный пиковый ток, а не ток нагрузки. Обратите внимание на то, что чем больше разница между 

VIN и VOUT, тем меньше доступный ток нагрузки. Максимальный доступный выходной ток определяется пиковым предельным током, входным напряжением, выходным напряжением, значением частоты коммутации и номиналом катушки индуктивности.

Стабилизация по входному напряжению

Стабилизация по входному напряжению — это изменение выходного напряжения, вызываемое изменением входного напряжения.

Стабилизация по току нагрузки

Стабилизация по току нагрузки — это изменение выходного напряжения, вызываемое изменением выходного тока.

Мягкий запуск

Важно, чтобы повышающие импульсные преобразователи имели функцию мягкого запуска, которая бы обеспечивала контролируемое линейное нарастание выходного напряжения во избежание чрезмерных выбросов выходного напряжения. Интервал мягкого запуска некоторых повышающих импульсных преобразователей можно регулировать при помощи внешнего конденсатора. Когда конденсатор мягкого запуска заряжается, он ограничивает пиковый ток. Регулируемый мягкий запуск позволяет изменять время запуска в соответствии с требованиями системы.

Отключение при перегреве (Thermal Shutdown, TSD)

Если температура полупроводникового перехода становится выше определенного предельного значения, схема отключения при перегреве отключает преобразователь. Повышенная температура полупроводниковых переходов может быть следствием работы при повышенном токе, плохого охлаждения печатной платы или высокой температуры окружающей среды. Схема защиты от перегрева имеет гистерезис, который предотвращает возврат схемы в нормальный рабочий режим до тех пор, пока температура кристалла не станет ниже предустановленного значения.

Блокировка при пониженном напряжении (Undervoltage lockout, UVLO)

Если входное напряжение становится ниже порогового значения, то микросхема автоматически отключает ключ цепи питания и переходит в режим пониженного энергопотребления. Это предотвращает возможное ошибочное поведение при низких входных напряжениях и включение мощного устройства в условиях, когда невозможно обеспечение его нормальной работы.

Заключение

ИМС повышающих импульсных преобразователей для схем с пониженным энергопотреблением избавляют разработчиков от ряда проблем при проектировании преобразователей постоянного тока, позволяя использовать апробированные решения. Примеры расчета параметров проекта и номиналов компонентов даются в разделе технического описания ИМС, посвященном ее практическому применению. Еще больше упростить задачу проектирования позволяет инструмент проектирования ADIsimPower [4]. Дополнительную информацию можно получить, связавшись с инженерами по применению компании Analog Devices или посетив технический форум компании EngineerZone по ссылке http://ez.analog.com. Руководства по выбору повышающих импульсных преобразователей компании Analog Devices, технические описания и статьи по применению можно найти на http://www.analog.com/power.

Литература

  1. Мараско К. Эффективное применение понижающих преобразователей постоянного тока производства компании Analog Devices // Компоненты и технологии. 2011. № 10.
  2. http://www.analog.com/en/power-management/switching-regulators-integrated-fet-switches/products/index.html
  3. http://www.analog.com/en/power-management/switching-controllers-external-switches/products/index. html
  4. http://designtools.analog.com/drPowerWeb/dtPowerMain.aspx
  5. Marasco K. How to Apply Low-Dropout Regulators Successfully. Analog Dialogue. 2009. Vol. 43. № 3.

Повышающий преобразователь напряжения с мощностью до 400Вт. Преобразователи напряжения. Купоны на скидки. Характеристики, внутреннее устройство и обзоры преобразователей

Как-то так получается, что я очень редко пишу обзоры повышающих преобразователей напряжения, а уж чтобы относительно мощный, так вообще вроде впервые. Но так как меня часто спрашивают о подобных преобразователях, то я купил такой специально для обзора.

В заголовке указана цена и стоимость доставки, мне в итоге доставка вышла немного меньше, так как покупал для обзоров не только этот преобразователь, но и понижающий, а также разные мелкие товары.

Преобразователь компактный, как и предыдущие упакован был в антистатический пакет.

Технические характеристики со страницы товара в родном переводе
Входное напряжение: DC8. 5V-50V
Входной ток: 15А (макс.) превышает 8А, пожалуйста, увеличьте тепловыделение
Тихий ток: 10 мА (12 В литр 20 в, выходное напряжение, чем выше ток, тем более тихий)
Выходное напряжение: 10-60 в постоянно регулируется
Постоянный диапазон: 0,2-12 А
Температура: от-40 до + 85 градусов (температура окружающей среды слишком высокая, пожалуйста, увеличьте тепловыделение)
Рабочая частота: 150 кГц
Эффективность преобразования: до 96%
Защита от перегрузки по току: Да
Защита от обратной полярности на входе: нет
Установка: резьбовые отверстия 4 2,55 мм
Размер модуля: 67 мм x48мм X 28 мм (ДхШхВ)
Один модуль: 60g

Судя по всему под «тихим током» подразумевается потребление без нагрузки, а под «тепловыделением» охлаждение. В остальном все понятно и так, входное 8.5-50 вольт, выходное 10-60 вольт, ток по входу до 15А, по выходу до 12А.
Есть упоминание защиты по току, но я об этом расскажу отдельно так как есть нюансы.

1, 2. На входе и выходе установлены обычные, дешевые клемники, что при токах до 12-15А выглядит как-то слабовато, лучше провода вообще подключить напрямую.
3. Как элемент защиты от КЗ в нагрузке или преобразователе установили предохранитель на 15 ампер, предохранитель просто запаян в плату.
4. Конденсаторы что на входе, что на выходе 220мкФ 63В, по паре на каждую сторону.

1. Для регулировки стоит два подстроечных резистора, слева регулировка напряжения, справа регулировка тока, отмечу что если регулировка тока реализована корректно, то регулировку напряжения сделали наоборот, т.е. вращение вправо уменьшает напряжение, а не увеличивает.
2. Применен один из самых распространенных ШИМ контроллеров — TL494, можно сказать классика.
3. Силовой транзистор 160N75F03, 75 вольт, 4мОм, 120А.
4. Диодная сборка MBR20100CT, оба силовых компонента установлены на отдельных радиаторах через изоляторы.

Снизу пусто, совсем пусто и кстати видно что оба регулятора установлены в нижнем плече делителя но с небольшой разницей, делитель ОС по напряжению включен в цепь выходного напряжения, а делитель ОС по току в цепь задания опорного напряжения для второго усилителя ошибки, т. е. сигнал с шунта идет прямо на вход ШИМ контроллера.
Возможно потому и получилась путаница с направлением вращения так как в случае с ОС по напряжению увеличение номинала резистора увеличивает чувствительность ОС, а в случае с током уменьшает.

А теперь к тестам и разным странностям в работе.
1. Стартует преобразователь как и заявлено, при 8.5 вольта на входе.
2. Но если подать 8.4 вольта и менее то получаем первую странность, без нагрузки подскакивает ток потребления и выходное напряжение становится уже не 20 вольт, как было установлено, а 85… Чуть поднимаем напряжение, легкий щелчок и имеем опять 20.
3. Минимально можно установить 11.77 вольта.
4. Если поднять напряжение выше чем установленное, то на выходе оно также начнет расти независимо от установки, это особенность StepUp преобразователей, по крайней мере с обычным диодом на выходе. Именно из-за этой особенности он не сможет ограничивать ток при КЗ на выходе.
5, 6. Максимум на выходе получил 67 вольт, напряжение стабильно что при 12, что при 24 вольта. Следует помнить, что конденсаторы стоят на 63 вольта.

Также у меня возник закономерный вопрос насчет питания ШИМ контроллера и входного напряжения. Насколько я помню, у TL494 максимальное напряжение питания 40 вольт, а заявлено входное до 50, но под радиатором нашелся компонент похожий на стабилизатор напряжения.

Так и есть, питается ШИМ контроллер напряжением 17.5 вольта, думаю это напряжение выбрано чтобы обеспечить 15-16 вольт в затворе силового транзистора, кстати на плате просматривается его драйвер на двух транзисторах.
Подал 50 вольт, ничего не сгорело 🙂

Из-за особенности данной топологии для проверки регулировки тока использовал нагрузку в виде светодиодной матрицы.
Ток регулируется относительно плавно и можно сказать что от нуля, по крайней мере можно установить около 30мА, но если попытаться установить еще меньше, то он будет нулевым.
Матрица была заявлена как 100Вт при 33-35 вольт потому я ограничился порогом в 3 ампера, при этом также можно выставить любое промежуточное. Напомню, что такой способ регулировки яркости светодиодов не совсем корректен так как может плыть цветовая температура.

Для проверки зависимости тока от входного напряжения установил ограничение 1.5А и входное напряжение 20 вольт, затем снизил напряжение до 10 вольт, ток немного упал, потом поднял до 30 вольт и опять ток был немного ниже установленного, но что интересно, когда опять выставил входное 20 вольт ток вернулся к предварительно установленному значению. Думаю просто немного плывет опорное напряжение, но как по мне, то не критично.

Поведение преобразователя в разных режимах.
1, 2. Входное 10 вольт, на выходе 40, без проблем получил сначала 2, а потом 2.5 ампера выходного тока, при этом по входу ток был около 11А.
3, 4. Но увидел неприятную особенность, при попытке поднять ток нагрузки до 2.7 ампера источник предсказуемо ушел в режим ограничения тока, но преобразователь пытался работать дальше, при этом на входе было 6 вольт, на выходе соответственно около 5. 2-5.4, но ток по входу был 12А, а по выходу 2.7А. Судя по всему транзистор перешел в линейный режим работы и рассеивалось на нем весьма прилично. Через очень малое время напряжение по входу упало еще ниже.
Заметил я данную проблему уже когда отбирал фото так как обычно просто фотографирую процесс тестирования и не всегда замечаю что происходит.

В ходе предыдущего теста преобразователь прилично разогрелся, дал ему немного остыть и продолжил играться.
1. Входное 12 вольт, выход 19 вольт, ток 6А
2. Входное 12 вольт, выходное 24 вольта, ток 5А
3. Входное 24 вольта, выходное 36 вольт, ток 7А
4. Входное 30 вольт, выходное 48, ток 6.5А

В тестах преобразователь вел себя нормально, причем чувствовалось что запас еще есть, также обратил внимание что обычно больше греется диодная сборка чем транзистор.

Далее по задумке должен был идти тест измерения КПД, я выключил нагрузку и пошел за листиком и ручкой для записей, когда пришел, то краем глаза заметил странное моргание показания блока питания (он остался включенным). Ток скакал от нуля до 12А, также менялось и напряжение.
Выключил, попробовал запустить снова, но БП всегда уходил в режим СС, при этом напряжение на выходе почти не менялось и составляло около 3-4 вольт.
Присмотрелся к преобразователю и увидел что расплавился пластмассовый изолятор крепежного винта, т.е. предположу такой сценарий — я экспериментировал с разными нагрузками, потом выключил нагрузку, но сделал это тогда, когда преобразователь ушел в линейный режим и не заметил этого, отошел буквально на минуту, а когда пришел, транзистор получил тепловой пробой и блок питания соответственно ограничивал ток. При этом транзистор ушел не в жесткое КЗ, а имел некое сопротивление и даже пытался работать, но увы, с ним уже все.

Мне хотелось продолжать эксперименты потому сначала попробовал поставить новенький IRF3205, преобразователь без проблем заработал, но у IRF3205 напряжение максимум 55 вольт, против 75 у родного. В итоге вспомнил что есть у меня 110N8F6 оставшиеся от электронной нагрузки, они имеют напряжение до 80 вольт, правда сопротивление у них в полтора раза больше.
Вообще здесь была еще одна дилемма, IRF3205 имеет больше сопротивление, но заметно меньше емкость затвора, у 110N8F6 наоборот, сопротивление немного ниже, но емкость затвора больше (9.1нФ), в идеале было бы поставить родные, они мне даже как-то понравились по параметрам как в плане сопротивления (4мОм), так и в плане емкости (6.7нФ), но у меня их нет 🙁
Кроме того добавил теплопроводящую пасту, изначально её не было. Можно было оставить как есть, но резинки имеют структуру вафельного полотенца, т.е. квадратики с углублениями, потому решил что паста не помешает. Кроме транзистора нанес пасту и под диодную сборку.

Предвижу вопрос, а не лучше ли изолировать радиатор от платы, а не транзистор от радиатора. С точки зрения отвода тепла да, так лучше, но так вы попутно получите антенну излучающую в эфир на частоте преобразования, как минимум от радиатора транзистора.

КПД измерялся в разных режимах, для начала входное 12 вольт, выходное 19 и 24 вольта, максимальная мощность по выходу была 131Вт.
Здесь и в следующем тесте шкала по горизонтали кратна току в 0.5А.

Здесь сразу три теста, входное 24 и выходное 36 вольт, а также входное 30/36 вольт и выходное 48 вольт.
Видно что преобразователь в таком режиме добрался до заявленных 96%, максимальная мощность нагрузки в тесте была 333Вт (48 вольт 8 ампер).

Заметил что есть зависимость выходного напряжения от тока нагрузки, для примера на тесте с выходным напряжением 48 вольт и током 0.5-8А.

В ходе теста на прогрев плата просто лежала на столе без активного охлаждения.

Тест проводился в двух режимах, сначала при входном 12 и выходном 24 вольта, ток нагрузки 2, 3.7 и 4.5А, первые два теста по 20 минут, третий 10 минут.
Преобразователь вел себя очень даже неплохо, собственно потому я и провел третий тест с током 4.5А.
Больше всего грелся выходной диод, 85 градусов, транзистор и дроссель имели температуру примерно на 7-10 градусов меньше.

Второй тест был при входном 30 и выходном 48 вольт, два прогона по 20 минут с токами 3 и 4. 5А.
Ну здесь температура уже существенно выше, а так как и разница вход/выход больше, то увеличился нагрев транзистора и его температура превысила порог в 100 градусов.

Для большей наглядности сделал три графика потерь на преобразователе в трех режимах — 12-19В, 24-36В и 30-48В, шкала внизу кратна току нагрузки в 0.5А.
Соответственно на основании этого графика и предыдущих измерений можно оценить максимальные режимы и температуры.

Размах пульсаций по выходу измерялся как и у предыдущих преобразователей, с подключением параллельно щупу конденсаторов 1 и 0.1мкФ.
Вообще я ожидал что размах пульсаций будет большим, это характерная черта StepUp преобразователей, но как-то не думал что все будет настолько плохо.
Для начала входное напряжение 12 вольт, выходное 24, ток нагрузки 0, 1.7, 3.4 и 5.1А, при этом пульсации под нагрузкой были от 0.4 до 1 вольта!

Далее сокращенный тест в других режимах
1, 2. Входное 12 вольт, выходное 19, токи 3.5 и 7А
3, 4. Входное 24, выходное 36 вольт, токи 3.5 и 7А
5, 6. Входное 30, выходное 48 вольт, токи 3.5 и 7А.

Фактически при указанных напряжениях и токах нагрузки выходная мощность составляла примерно 40-50 и 80-100%.
В последнем режиме размах составил 1.2 вольта. Да, конечно можно сказать что основной размах не такой и большой, а полный составляют короткие импульсы, но они довольно широкие. Виной всему и сама топология преобразователя и поганые конденсаторы и неоптимальная разводка платы.

Ну и под конец сравнительное фото четырех преобразователей, три понижающих и один повышающий
1. 10 (8) ампер
2. 20 (15) ампер
3. 12 (10) ампер
4. обозреваемый

Теперь выводы и боюсь они будут неутешительными.
Нет, преобразователь работает и по своему даже неплохо, но есть куча недоработок которые могут осложнить ему жизнь и надо их учитывать при эксплуатации.
1. При входном напряжении ниже чем 8.4 вольта работает нестабильно выдавая на выход повышенное напряжение
2. При снижении входного напряжения под нагрузкой может перейти в линейный режим работы, спасает только отключение по входу. Проявляется с БП имеющим режим ограничения тока, с аккумуляторами вряд ли будет, но необходимо следить чтобы напряжение по входу не падало ниже 9-10 вольт.
3. Нагрев можно сказать что умеренный, но зависит от режима работы
4. Пульсации, для нормальной работы надо менять выходные конденсаторы на конденсаторы, а не их массогабаритные макеты, также хорошо бы поставить LC фильтр по выходу.
5. Защита от КЗ только в виде предохранителя, помните что выходное напряжение не может быть ниже входного более чем на 0.5-0.6 вольта.

Что сразу надо доработать:
1. Заменить выходные конденсаторы
2. Нанести теплопроводящую пасту и проверить прижим транзистора и диодной сборки
3. Для повышения КПД можно поставить более эффективную диодную сборку.
4. Желательно заменить или вообще убрать родные клемники.

Если коротко, работать будет, возможно даже будет работать неплохо, но если во время работы под нагрузкой напряжение сильно просядет и БП уйдет в режим СС, то будет беда. При работе от аккумуляторов должен работать неплохо, но пульсации по выходу лучше все таки фильтровать.

Как вариант, можно использовать для заряда аккумуляторов, например заряжать батарею 18-20 вольт от 12 вольт аккумулятора автомобиля.
Подключаем без нагрузки, выставляем необходимое напряжение, потом выкручиваем влево регулировку тока (пока подстроечный резистор не начнет щелкать или просто около 20 оборотов), подключаем разряженную батарею (нагрузку) через амперметр выставляем ток заряда.

На этом все, надеюсь что было полезно.

Повышающий преобразователь постоянного тока с 8-32 В до 45-390 В

Для чего он нужен с такими параметрами? В принципе можно и обойтись без него, повышающий трансформатор и диодный мост могут заменить этот прибор запросто. Но небольшие габариты и возможность регулировки выходного напряжения делают этот девайс достойным того, чтобы обратить на него внимание. Утилитарное предназначение с сайта продавца:
1. Зарядка конденсаторов питания электромагнитных пушек.
2. Питание электронных устройств.
3. Испытания высоким напряжением
4. Борьба с хомяками
В данном обзоре я рассмотрю его применение в тестах китайских безродных электролитических конденсаторов.

Габариты: 60х50х22
Вес: 55 грамм
Сборка-пайка на четверочку, флюс кое-где не отмыт.


Силовой Переключающий элемент — RU7088R — MOSFET, 70V, 80A
Остальные микросхемы с заботливо потертыми производителем маркировками.
Вход защищен от переплюсовки автомобильным предохранителем на 10А.
Выходная мощность 40 Ватт (Пиковая 70 Ватт)
Максимальный ток 0,2 А
Ток покоя: 15 мА
Рабочая частота: 75 кГц
Алгоритм работы: Подаем на вход 8-32 В DC, подстроечным резистором выставляем требуемое напряжение на выходе. (изменение входного напряжения в заданном диапазоне не влияет на выходное!)
По факту при 8 вольтах преобразователь работает нестабильно. При 10 В нестабильно работает под нагрузкой. Нормально работает от 12 В и выше.
Выход Мин и Макс:


Перед тем, как перейти к экспериментам, напоминаю — на разных частях платы присутствует высокое напряжение, которое опасно для ваших любимых дорогостоящих приборов!
Купил я как-то парочку конденсаторов на Алиэкспресс и написал про них обзор: Алюминиевый электролитический конденсатор 2200 мкФ 450 В Hitachi или «Hitachi»
Кому лень ходить по ссылкам: при низковольтных измерениях – отличные конденсаторы. Но аборигены mySKU.me методом запугивания убедили меня, что вряд ли они будут работать при высоком напряжении, и красивый взрыв с эффектно разлетающимися конфетти из фольги неизбежен. Я переложил на всякий случай конденсаторы из ящика стола в сейф для хранения оружия и запретил к нему подходить всем, кроме тещи.


Собрал вот такой стенд на лоджии (благо там сейчас ремонт):

Для пущего эффекта разложил все равномерно вокруг конденсатора. Подключил и токоизмерительные клещи, и термопару примотал изолентой к корпусу- я же серьезный исследователь. Камеру засунул в аквабокс.

Подготовка

Экипировался в хоккейную ракушку, маску сварщика, в бандану из противопожарной кошмы (защитил все круглое), примотал к рукам палки для скандинавской ходьбы – манипуляторы, кнопки нажимать. Позвонил в МЧС: «Не спите». «Нет, не спим», — ответили в МЧС. «Это, вообще-то, не вопрос был, а пожелание.»
Все вроде бы готово. Обратил внимание, что ветер стих, смолкли птицы, перестал плакать маленький ребенок за стеной, только несмазанные детские качели внизу заунывно скрипели потревоженные чьей-то беспечной рукой… Хотел перекреститься, но куда-там, чертовы палки…


Включил, наблюдал в щелочку, напряжение росло. На электродах конденсатора, у меня-то нервы железные. За несколько секунд напряжение достигло максимума в 394 В, температура на корпусе электролита не менялась в течении 10 минут. Т. е. конденсатор прошел тест на живучесть. Порадовался, но чувство легкого разочарования осталось…
После выключения питания конденсатор довольно долго разряжается. Ускорение этого процесса с помощью металлического предмета приводит к вспышке, хлопку и порче металлического предмета.
Если не удалось использовать китайский электролит в качестве китайской петарды, придется его использовать по прямому назначению.
Что можно и нужно измерить? Правильно – ток утечки при заданном напряжении. У меня максимально возможное 394 В, на нем и будем мерить.

У идеального конденсатора ток утечки стремится к нулю. В реальности все не так, поэтому смотрим в таблицу и выбираем оттуда значение, которое ток не должен превышать. Для моего конденсатора 2200 мкФ на 394 вольтах не более 5,5 мА.
Схема подключения приборов при измерении:

Методика измерения — замыкаете накоротко амперметр, полностью заряжаете конденсатор, контролируя напряжение вольтметром. После полного заряда размыкаете амперметр – он показывает ток утечки. Если уверенны в своем амперметре, то можете его входы не замыкать, тогда еще и ток заряда посмотрите.


Для испытуемого конденсатора ток утечки в норме. От этого он не стал японским, но его смело можно использовать.
Выводы:
Не знаю, годен ли обозреваемый в качестве источника питания, пульсации я осциллографом не смотрел, но заряжать конденсаторы, пытать шпионов и убивать хомяков данным устройством можно.
Плюсы:
+ работает
+ приличный изменяемый диапазон выходного напряжения
+ есть возможность выбора входного напряжения
Минусы:
— можно предъявить претензии к качеству пайки и отмывки платы. Не критично, но все же.
Если нужен источник высокого напряжения, можно брать.

Повышающий преобразователь напряжения с мощностью до 400Вт

Как-то так получается, что я очень редко пишу обзоры повышающих преобразователей напряжения, а уж чтобы относительно мощный, так вообще вроде впервые. Но так как меня часто спрашивают о подобных преобразователях, то я купил такой специально для обзора.

В заголовке указана цена и стоимость доставки, мне в итоге доставка вышла немного меньше, так как покупал для обзоров не только этот преобразователь, но и понижающий, а также разные мелкие товары.

Преобразователь компактный, как и предыдущие упакован был в антистатический пакет.

Технические характеристики со страницы товара в родном переводе
Входное напряжение: DC8.5V-50V
Входной ток: 15А (макс.) превышает 8А, пожалуйста, увеличьте тепловыделение
Тихий ток: 10 мА (12 В литр 20 в, выходное напряжение, чем выше ток, тем более тихий)
Выходное напряжение: 10-60 в постоянно регулируется
Постоянный диапазон: 0,2-12 А
Температура: от-40 до + 85 градусов (температура окружающей среды слишком высокая, пожалуйста, увеличьте тепловыделение)
Рабочая частота: 150 кГц
Эффективность преобразования: до 96%
Защита от перегрузки по току: Да
Защита от обратной полярности на входе: нет
Установка: резьбовые отверстия 4 2,55 мм
Размер модуля: 67 мм x48мм X 28 мм (ДхШхВ)
Один модуль: 60g

Судя по всему под «тихим током» подразумевается потребление без нагрузки, а под «тепловыделением» охлаждение. В остальном все понятно и так, входное 8.5-50 вольт, выходное 10-60 вольт, ток по входу до 15А, по выходу до 12А.
Есть упоминание защиты по току, но я об этом расскажу отдельно так как есть нюансы.

1, 2. На входе и выходе установлены обычные, дешевые клемники, что при токах до 12-15А выглядит как-то слабовато, лучше провода вообще подключить напрямую.
3. Как элемент защиты от КЗ в нагрузке или преобразователе установили предохранитель на 15 ампер, предохранитель просто запаян в плату.
4. Конденсаторы что на входе, что на выходе 220мкФ 63В, по паре на каждую сторону.

1. Для регулировки стоит два подстроечных резистора, слева регулировка напряжения, справа регулировка тока, отмечу что если регулировка тока реализована корректно, то регулировку напряжения сделали наоборот, т.е. вращение вправо уменьшает напряжение, а не увеличивает.
2. Применен один из самых распространенных ШИМ контроллеров — TL494, можно сказать классика.
3. Силовой транзистор 160N75F03, 75 вольт, 4мОм, 120А.
4. Диодная сборка MBR20100CT, оба силовых компонента установлены на отдельных радиаторах через изоляторы.

Снизу пусто, совсем пусто и кстати видно что оба регулятора установлены в нижнем плече делителя но с небольшой разницей, делитель ОС по напряжению включен в цепь выходного напряжения, а делитель ОС по току в цепь задания опорного напряжения для второго усилителя ошибки, т.е. сигнал с шунта идет прямо на вход ШИМ контроллера.
Возможно потому и получилась путаница с направлением вращения так как в случае с ОС по напряжению увеличение номинала резистора увеличивает чувствительность ОС, а в случае с током уменьшает.

Отдельное спасибо коллеге ksiman-у за предоставленную схему, думаю она здесь будет полезна.

А теперь к тестам и разным странностям в работе.
1. Стартует преобразователь как и заявлено, при 8.5 вольта на входе.
2. Но если подать 8.4 вольта и менее то получаем первую странность, без нагрузки подскакивает ток потребления и выходное напряжение становится уже не 20 вольт, как было установлено, а 85… Чуть поднимаем напряжение, легкий щелчок и имеем опять 20.
3. Минимально можно установить 11.77 вольта.
4. Если поднять напряжение выше чем установленное, то на выходе оно также начнет расти независимо от установки, это особенность StepUp преобразователей, по крайней мере с обычным диодом на выходе. Именно из-за этой особенности он не сможет ограничивать ток при КЗ на выходе.
5, 6. Максимум на выходе получил 67 вольт, напряжение стабильно что при 12, что при 24 вольта. Следует помнить, что конденсаторы стоят на 63 вольта.

Также у меня возник закономерный вопрос насчет питания ШИМ контроллера и входного напряжения. Насколько я помню, у TL494 максимальное напряжение питания 40 вольт, а заявлено входное до 50, но под радиатором нашелся узел стабилизатора питания ШИМ контроллера.

Так и есть, питается ШИМ контроллер напряжением 17.5 вольта, думаю это напряжение выбрано чтобы обеспечить 15-16 вольт в затворе силового транзистора, кстати на плате просматривается его драйвер на двух транзисторах.
Подал 50 вольт, ничего не сгорело 🙂

Из-за особенности данной топологии для проверки регулировки тока использовал нагрузку в виде светодиодной матрицы.
Ток регулируется относительно плавно и можно сказать что от нуля, по крайней мере можно установить около 30мА, но если попытаться установить еще меньше, то он будет нулевым.
Матрица была заявлена как 100Вт при 33-35 вольт потому я ограничился порогом в 3 ампера, при этом также можно выставить любое промежуточное. Напомню, что такой способ регулировки яркости светодиодов не совсем корректен так как может плыть цветовая температура.

Для проверки зависимости тока от входного напряжения установил ограничение 1.5А и входное напряжение 20 вольт, затем снизил напряжение до 10 вольт, ток немного упал, потом поднял до 30 вольт и опять ток был немного ниже установленного, но что интересно, когда опять выставил входное 20 вольт ток вернулся к предварительно установленному значению. Думаю просто немного плывет опорное напряжение, но как по мне, то не критично.

Поведение преобразователя в разных режимах.
1, 2. Входное 10 вольт, на выходе 40, без проблем получил сначала 2, а потом 2. 5 ампера выходного тока, при этом по входу ток был около 11А.
3, 4. Но увидел неприятную особенность, при попытке поднять ток нагрузки до 2.7 ампера источник предсказуемо ушел в режим ограничения тока, но преобразователь пытался работать дальше, при этом на входе было 6 вольт, на выходе соответственно около 5.2-5.4, но ток по входу был 12А, а по выходу 2.7А. Судя по всему транзистор перешел в линейный режим работы и рассеивалось на нем весьма прилично. Через очень малое время напряжение по входу упало еще ниже.
Заметил я данную проблему уже когда отбирал фото так как обычно просто фотографирую процесс тестирования и не всегда замечаю что происходит.

В ходе предыдущего теста преобразователь прилично разогрелся, дал ему немного остыть и продолжил играться.
1. Входное 12 вольт, выход 19 вольт, ток 6А
2. Входное 12 вольт, выходное 24 вольта, ток 5А
3. Входное 24 вольта, выходное 36 вольт, ток 7А
4. Входное 30 вольт, выходное 48, ток 6.

В тестах преобразователь вел себя нормально, причем чувствовалось что запас еще есть, также обратил внимание что обычно больше греется диодная сборка чем транзистор.

Далее по задумке должен был идти тест измерения КПД, я выключил нагрузку и пошел за листиком и ручкой для записей, когда пришел, то краем глаза заметил странное моргание показания блока питания (он остался включенным). Ток скакал от нуля до 12А, также менялось и напряжение.
Выключил, попробовал запустить снова, но БП всегда уходил в режим СС, при этом напряжение на выходе почти не менялось и составляло около 3-4 вольт.
Присмотрелся к преобразователю и увидел что расплавился пластмассовый изолятор крепежного винта, т.е. предположу такой сценарий — я экспериментировал с разными нагрузками, потом выключил нагрузку, но сделал это тогда, когда преобразователь ушел в линейный режим и не заметил этого, отошел буквально на минуту, а когда пришел, транзистор получил тепловой пробой и блок питания соответственно ограничивал ток. При этом транзистор ушел не в жесткое КЗ, а имел некое сопротивление и даже пытался работать, но увы, с ним уже все.

Мне хотелось продолжать эксперименты потому сначала попробовал поставить новенький IRF3205, преобразователь без проблем заработал, но у IRF3205 напряжение максимум 55 вольт, против 75 у родного. В итоге вспомнил что есть у меня 110N8F6 оставшиеся от электронной нагрузки, они имеют напряжение до 80 вольт, правда сопротивление у них в полтора раза больше.
Вообще здесь была еще одна дилемма, IRF3205 имеет больше сопротивление, но заметно меньше емкость затвора, у 110N8F6 наоборот, сопротивление немного ниже, но емкость затвора больше (9.1нФ), в идеале было бы поставить родные, они мне даже как-то понравились по параметрам как в плане сопротивления (4мОм), так и в плане емкости (6.7нФ), но у меня их нет 🙁
Кроме того добавил теплопроводящую пасту, изначально её не было. Можно было оставить как есть, но резинки имеют структуру вафельного полотенца, т. е. квадратики с углублениями, потому решил что паста не помешает. Кроме транзистора нанес пасту и под диодную сборку.

Предвижу вопрос, а не лучше ли изолировать радиатор от платы, а не транзистор от радиатора. С точки зрения отвода тепла да, так лучше, но так вы попутно получите антенну излучающую в эфир на частоте преобразования, как минимум от радиатора транзистора.

КПД измерялся в разных режимах, для начала входное 12 вольт, выходное 19 и 24 вольта, максимальная мощность по выходу была 131Вт.
Здесь и в следующем тесте шкала по горизонтали кратна току в 0.5А.

Здесь сразу три теста, входное 24 и выходное 36 вольт, а также входное 30/36 вольт и выходное 48 вольт.
Видно что преобразователь в таком режиме добрался до заявленных 96%, максимальная мощность нагрузки в тесте была 333Вт (48 вольт 8 ампер).

Заметил что есть зависимость выходного напряжения от тока нагрузки, для примера на тесте с выходным напряжением 48 вольт и током 0. 5-8А.

В ходе теста на прогрев плата просто лежала на столе без активного охлаждения.

Тест проводился в двух режимах, сначала при входном 12 и выходном 24 вольта, ток нагрузки 2, 3.7 и 4.5А, первые два теста по 20 минут, третий 10 минут.
Преобразователь вел себя очень даже неплохо, собственно потому я и провел третий тест с током 4.5А.
Больше всего грелся выходной диод, 85 градусов, транзистор и дроссель имели температуру примерно на 7-10 градусов меньше.

Второй тест был при входном 30 и выходном 48 вольт, два прогона по 20 минут с токами 3 и 4.5А.
Ну здесь температура уже существенно выше, а так как и разница вход/выход больше, то увеличился нагрев транзистора и его температура превысила порог в 100 градусов.

Для большей наглядности сделал три графика потерь на преобразователе в трех режимах — 12-19В, 24-36В и 30-48В, шкала внизу кратна току нагрузки в 0.5А.
Соответственно на основании этого графика и предыдущих измерений можно оценить максимальные режимы и температуры.

Размах пульсаций по выходу измерялся как и у предыдущих преобразователей, с подключением параллельно щупу конденсаторов 1 и 0.1мкФ.
Вообще я ожидал что размах пульсаций будет большим, это характерная черта StepUp преобразователей, но как-то не думал что все будет настолько плохо.
Для начала входное напряжение 12 вольт, выходное 24, ток нагрузки 0, 1.7, 3.4 и 5.1А, при этом пульсации под нагрузкой были от 0.4 до 1 вольта!

Далее сокращенный тест в других режимах
1, 2. Входное 12 вольт, выходное 19, токи 3.5 и 7А
3, 4. Входное 24, выходное 36 вольт, токи 3.5 и 7А
5, 6. Входное 30, выходное 48 вольт, токи 3.5 и 7А.

Фактически при указанных напряжениях и токах нагрузки выходная мощность составляла примерно 40-50 и 80-100%.
В последнем режиме размах составил 1.2 вольта. Да, конечно можно сказать что основной размах не такой и большой, а полный составляют короткие импульсы, но они довольно широкие. Виной всему и сама топология преобразователя и поганые конденсаторы и неоптимальная разводка платы.

Ну и под конец сравнительное фото четырех преобразователей, три понижающих и один повышающий
1. 10 (8) ампер
2. 20 (15) ампер
3. 12 (10) ампер
4. обозреваемый

Теперь выводы и боюсь они будут неутешительными.
Нет, преобразователь работает и по своему даже неплохо, но есть куча недоработок которые могут осложнить ему жизнь и надо их учитывать при эксплуатации.
1. При входном напряжении ниже чем 8.4 вольта работает нестабильно выдавая на выход повышенное напряжение
2. При снижении входного напряжения под нагрузкой может перейти в линейный режим работы, спасает только отключение по входу. Проявляется с БП имеющим режим ограничения тока, с аккумуляторами вряд ли будет, но необходимо следить чтобы напряжение по входу не падало ниже 9-10 вольт.
3. Нагрев можно сказать что умеренный, но зависит от режима работы
4. Пульсации, для нормальной работы надо менять выходные конденсаторы на конденсаторы, а не их массогабаритные макеты, также хорошо бы поставить LC фильтр по выходу.
5. Защита от КЗ только в виде предохранителя, помните что выходное напряжение не может быть ниже входного более чем на 0.5-0.6 вольта.

Что сразу надо доработать:
1. Заменить выходные конденсаторы
2. Нанести теплопроводящую пасту и проверить прижим транзистора и диодной сборки
3. Для повышения КПД можно поставить более эффективную диодную сборку.
4. Желательно заменить или вообще убрать родные клемники.

Если коротко, работать будет, возможно даже будет работать неплохо, но если во время работы под нагрузкой напряжение сильно просядет и БП уйдет в режим СС, то будет беда. При работе от аккумуляторов должен работать неплохо, но пульсации по выходу лучше все таки фильтровать.

На этом все, надеюсь что было полезно.

принципы работы и уникальные решения Maxim Integrated

17 декабря 2019

Александр Русу (г. Одесса)

Общий КПД импульсного преобразователя в электронных приборах малой мощности с автономным питанием снижается в основном за счет тока утечки схемы управления. Свести этот ток практически к нулю помогут интегральные DC/DC из новой серии nanoPower производства Maxim Integrated.

На сегодняшний день найти или изготовить самостоятельно высококачественный преобразователь постоянного напряжения мощностью от нескольких ватт до нескольких киловатт не представляет особой сложности. Однако питание оборудования, потребляемая мощность которого измеряется микроваттами, уже является серьезной технической проблемой, ведь при таких уровнях потребления увеличивается относительная величина «накладных расходов» в виде затрат энергии на работу схемы управления, что приводит к ощутимому снижению КПД преобразователя в целом. Кроме этого, практически во всех современных устройствах, питающихся от батарей, активно используются энергосберегающие режимы, в которых все неиспользуемые в данный момент системы отключаются от источника энергии. А это еще больше ужесточает требования к узлам питания, ведь теперь они должны иметь еще и минимально возможный ток утечки в выключенном состоянии.

При этом количество устройств с батарейным питанием с каждым годом постоянно увеличивается, а требования к ним ужесточаются. Поэтому большинство ведущих производителей электронных компонентов регулярно предлагают инженерам новые решения в этой области.

Не осталась в стороне и компания Maxim Integrated, которая не так давно представила линейку микросхем nanoPower, отличающихся сверхмалым энергопотреблением. На сегодняшний день в этой линейке присутствуют малопотребляющие операционные усилители, компараторы, датчики температуры и другие узлы, активно использующиеся в самых разнообразных радиотехнических устройствах. Конечно же, Maxim Integrated не оставил без внимания и сектор DC/DC преобразователей напряжения, разработав в рамках данного направления целые семейства специализированных микросхем с ультрамалым энергопотреблением.

Сравнение линейного и импульсного способов преобразования

Самой популярной схемой преобразователей постоянного напряжения можно назвать понижающую, ведь в реальной аппаратуре задача уменьшения напряжения возникает намного чаще, чем увеличения или изменения его полярности. Но уменьшить входное напряжение можно двумя способами: импульсным и линейным. Поскольку каждый из способов имеет свои достоинства и недостатки, а значит – и свои области применения, то разработчику необходимо их изучить.

Фундаментальную разницу между линейным и импульсным способами уменьшения напряжения можно понять из рисунка 1. Линейный стабилизатор работает по принципу резистивного делителя напряжения. Его регулирующий элемент (транзистор VT1) функционирует в активном режиме, обеспечивая такое падение напряжения между выводами коллектора и эмиттера, чтобы выходное напряжение VOUT на нагрузке RLOAD находилось в заданных пределах. Поскольку через транзистор VT1 протекает весь ток нагрузки IOUT, КПД данной схемы будет напрямую зависеть от разницы напряжений между входом и выходом (формула 1):

$$\eta =\frac{P_{OUT}}{P_{IN}}=\frac{I_{OUT}\times V_{OUT}}{I_{OUT}\times V_{IN}}=\frac{V_{OUT}}{V_{IN}},\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где РIN и POUT – соответственно, входная и выходная мощности преобразователя.

Рис. 1. Сравнение линейного и импульсного способов уменьшения напряжения

И теперь становится очевидным главный недостаток линейных стабилизаторов – чем больше разница напряжений между входом и выходом, тем меньше его КПД, причем практически вся «лишняя» мощность выделяется на регулирующем элементе VT1, что требует установки его на радиатор, размеры которого порой превосходят размеры всех остальных элементов устройства.

До недавнего времени линейные стабилизаторы строились на основе биполярных кремниевых транзисторов, у большинства из которых падение напряжения между коллектором и эмиттером физически не могло быть меньше 1 В. Для стабилизаторов с относительно высоким выходным напряжением (более 5 B) такое падение напряжения было еще вполне приемлемым, однако в современных микроконтроллерных устройствах напряжение питания которых может быть меньше 1 В, использование биполярных транзисторов в таком режиме недопустимо.

В свое время это привело к созданию линейных стабилизаторов, использующих в качестве регулирующих элементов полевые транзисторы, которые, как известно, лишены такого ограничения. Эти стабилизаторы в русскоязычной литературе получили название «стабилизаторы с низким падением напряжения», или LDO-стабилизаторы/регуляторы (Low-Drop Out Regulator). Поскольку при малой разнице напряжений между входом и выходом КПД LDO-стабилизаторов не уступает импульсным преобразователям, а их масса, габариты и уровень электромагнитных помех при этом намного меньше, они до сих пор активно используются в современной технике.

В импульсных преобразователях активный режим полупроводниковых компонентов не используется принципиально. В рассматриваемом примере (рисунок 1) транзистор VT1 работает в ключевом режиме, периодически подключая нагрузку RLOAD к источнику питания на время tON. Это означает, что выделение мощности на силовых полупроводниковых компонентах теоретически может быть сколько угодно малым и не зависит от соотношения напряжений между входом и выходом, что является главным преимуществом данных схем. К сожалению, от такого способа преобразования появляется и главный недостаток – пульсирующий характер выходного напряжения с высоким содержанием высокочастотных гармоник.

Поскольку использовать подобное напряжение для питания потребителей в большинстве случаев не представляется возможным, то на выходе импульсных преобразователей необходимо устанавливать фильтры, уменьшающие пульсации выходного напряжения. Причем в этих фильтрах должны обязательно использоваться реактивные элементы, способные накапливать энергию (активный фильтр на полупроводниковых транзисторах для этой цели не подойдет). А это означает, что импульсный преобразователь просто физически не может быть миниатюрным, ведь энергетическая емкость реактивных компонентов прямо пропорциональна массе и объему использованного в них магнитного или диэлектрического материала.

Если сравнить достоинства и недостатки линейных и импульсных преобразователей (таблица 1), то окажется, что они взаимно компенсируют друг друга. Поэтому на практике очень часто используются гибридные системы: импульсный преобразователь формирует некоторое промежуточное напряжение невысокой стабильности с относительно высоким уровнем пульсаций, а окончательная точная регулировка уже осуществляется с помощью линейных LDO-стабилизаторов.

Таблица 1. Сравнение импульсного и линейного способов преобразования

Метод Импульсный Линейный
Соотношение входного и выходного напряжений Любое Выходное напряжение не может быть больше входного
Точность стабилизации выходного напряжения Из-за того что энергия преобразуется «порциями», точность выходного напряжения зависит от характера переходных процессов и метода стабилизации Теоретически не ограничена. Практически определяется уровнем шумов и стабильностью характеристик используемых компонентов
Уровень пульсаций выходного напряжения Высокий. При использовании некоторых методов управления (гистерезисных) принципиально не может быть низким Теоретически может быть сколь угодно малым. Практически ограничен быстродействием используемых компонентов
Уровень электромагнитных помех Высокий из-за высоких скоростей изменения напряжений и токов Теоретически может быть сколь угодно малым
КПД Высокий Определяется разностью напряжений между входом и выходом
Масса и габариты Зависят от частоты преобразования. Обычно больше, чем у линейных преобразователей Зависят от уровня рассеиваемой мощности. При малых мощностях могут быть микроскопическими
Сложность схемы Сложная Относительно простая
Стоимость Относительно высокая Низкая
Основная сфера применения Преобразователи с высоким соотношением входного и выходного напряжений, преобразователи рода тока, многоканальные преобразователи и прочие Стабилизаторы для узлов, требующих прецизионного выходного напряжения с низким уровнем пульсаций и электромагнитных помех

В современном оборудовании линейные преобразователи в основном используются для питания маломощных узлов, требующих высококачественного выходного напряжения с низким уровнем пульсаций, а также в приложениях, чувствительных к уровню электромагнитных помех, а импульсные – во всех остальных случаях (по возможности).

Однако у линейных преобразователей есть один серьезный недостаток, который в ряде случаев делает их использование невозможным – выходное напряжение линейного преобразователя принципиально не может быть больше входного. А это означает, что в случаях, когда напряжение необходимо увеличить или изменить его полярность, импульсный способ преобразования является практически безальтернативным. 

Принцип работы импульсных преобразователей

На сегодняшний день существует множество импульсных преобразователей постоянного напряжения, отличающихся количеством и типом реактивных компонентов, алгоритмами преобразования и прочими характеристиками. Однако наиболее простыми, а следовательно, и наиболее популярными являются всего четыре схемы: понижающая, повышающая, инвертирующая и обратноходовая (рисунок 2). Эти преобразователи используют одинаковый принцип работы, имеют идентичное количество компонентов и отличаются лишь способом коммутации накопительного дросселя L1, от режима работы которого и зависят все характеристики схемы.

Рис. 2. Схемы наиболее популярных преобразователей

Преобразование электрической энергии происходит в два этапа. На первом этапе ключ S1 замыкается, и к дросселю L1 прикладывается некоторое напряжение VL1, под действием которого за время tON его ток возрастает на величину dI1 (формула 2, рисунок 3):

$$dI_{1}=\frac{V_{L1}}{L_{1}}\times t_{ON},\qquad{\mathrm{(}}{2}{\mathrm{)}}$$

где L1 – индуктивность обмотки, активной на первом этапе. 2\times L_{1}}{2}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Рис. 3. Диаграммы напряжения и тока дросселя различных преобразователей

Поскольку на первом этапе энергия в дросселе увеличивается, то его очень часто называют этапом накопления или заряда дросселя.

После размыкания ключа S1 на выводах всех обмоток дросселя формируется ЭДС самоиндукции, полярность которой противоположна полярности, присутствовавшей на первом этапе, это означает, что дроссель L1 теперь становится не потребителем, а источником электрической энергии. Изменение полярности напряжения на обмотках приводит к открытию диода VD1, который и обеспечивает путь протекания тока на втором этапе, называемом этапом возврата, или разряда дросселя.

Поскольку количество энергии в дросселе в момент коммутации ключей не изменяется, то ток в его активной обмотке сразу после размыкания ключа S1 также будет максимальным, однако его величина IMAX2 может измениться, ведь он теперь может протекать уже по другому количеству витков (формула 4):

$$E=\frac{I_{MAX2}^2\times L_{2}}{2},\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где L2 – индуктивность обмотки, активной на втором этапе. 2\times A_{L},\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

где AL – конструктивный параметр магнитопровода.

После открытия диода напряжение на обмотке дросселя фиксируется на уровне VL2, под действием которого ток дросселя за время tOFF уменьшится на величину dI2 (формула 7):

$$dI_{2}=\frac{V_{L2}}{L_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

В квазиустановившемся режиме, когда отсутствуют какие-либо переходные процессы как в цепях питания, так и в цепях нагрузки, дроссель на втором этапе преобразования должен отдать всю энергию, накопленную на первом интервале. Это означает, что к моменту начала следующего цикла его ток должен быть таким же, как и в начале предыдущего. Для схем с однообмоточным дросселем dI1 = -dI2, но в общем случае (для обратноходового преобразователя) изменения токов обмоток определяются Законом полного тока (формула 8):

$$dI_{1}\times N_{1}=-dI_{2}\times N_{2}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Подставляя в формулу 8 соотношения 2 и 7, с учетом 6, можно получить основное уравнение 9, связывающее величины напряжений на выводах обмоток дросселя с отношением длительностей основных этапов преобразования:

$$\frac{V_{L1}}{N_{1}}\times t_{ON}=-\frac{V_{L2}}{N_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Формула 9 является основой для получения регулировочной характеристики преобразователя – зависимости выходного напряжения от относительной длительности первого этапа преобразования D = tON/(tON + tOFF). Однако для того чтобы получить эти зависимости, далее необходимо рассматривать каждую схему в отдельности.

Понижающий преобразователь

Понижающий преобразователь (Step-Down Converter, Buck Converter) обычно имеет только одну обмотку, поэтому N1 = N2. На первом этапе преобразования к дросселю приложена разница входного и выходного напряжений (VL1 = VIN – VOUT), а на втором – только выходное напряжение (VL2 = VOUT), как показано на рисунке 4. Подставляя эти значения в формулу 9, получим формулу 10:

$$\left(V_{IN}-V_{OUT} \right)\times t_{ON}=-V_{OUT}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Следовательно (формула 11):

$$V_{OUT}=V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{ON}+t_{OFF}}=V_{IN}\times D\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Рис. 4. Принцип работы понижающего преобразователя

Из формулы 11 видно, что выходное напряжение VOUT понижающего преобразователя не может превышать входное VIN, иначе левая часть уравнения станет отрицательной, к дросселю на обоих этапах преобразования будет приложено однополярное напряжение, и схема работать не будет.  

Повышающий преобразователь

Повышающий преобразователь (Step-Up Converter, Boost Converter) также обычно строится на основе однообмоточного дросселя (N1 = N2). На первом этапе преобразования, когда ключ S1 замкнут, к обмотке дросселя приложено полное напряжение питания (VL1 = VIN), а вот на втором есть разница между входным и выходным напряжениями (VL1 = VOUT – VIN), как показано на рисунке 5. Подставляя эти значения в формулу 9, получим формулу 12:

$$V_{IN}\times t_{ON}=-\left(V_{OUT}-V_{IN} \right)\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Из формулы 12 теперь можно получить уравнение для регулировочной характеристики (формула 13):

$$V_{OUT}=V_{IN}\times \frac{t_{ON}+t_{OFF}}{t_{OFF}}=V_{IN}\times \frac{1}{1-D}\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

Рис. 5. Принцип работы повышающего преобразователя

Как и в понижающем преобразователе, формула 13 накладывает ограничения на соотношение напряжений VIN и VOUT. При VOUT < VIN правая часть формулы 13 изменит свой знак, и дроссель перестанет отдавать энергию. Поэтому повышающий преобразователь может только увеличивать входное напряжение.

Инвертирующий и обратноходовой преобразователи

И в инвертирующем (Inverting Converter), и в обратноходовом (Flyback Converter) преобразователях к обмоткам дросселя на первом этапе прикладывается полное входное (VL1 = VIN), а на втором – полное выходное напряжение (VL2 = VOUT), как показано на рисунок 6. Поэтому базовое уравнение для определения их регулировочных характеристик одинаково (формула 14):

$$\frac{V_{IN}}{N_{1}}\times t_{ON}=-\frac{V_{OUT}}{N_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

Рис. 6. Принцип работы инвертирующего и обратноходового преобразователей

Но, поскольку инвертирующие преобразователи обычно строятся на основе однообмоточных дросселей, для которых N1 = N2, то их регулировочная характеристика при работе во всех режимах, кроме разрывного, несколько проще (формула 15):

$$V_{OUT}=-V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}=-V_{IN}\times \frac{D}{1-D}\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Ключевой особенностью обратноходового преобразователя является возможность обеспечения гальванической развязки между входом и выходом. В этом случае обмотки дросселя могут иметь разное количество витков (формула 16):

$$V_{OUT}=-V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}\times \frac{N_{2}}{N_{1}}=-V_{IN}\times \frac{D}{1-D}\times \frac{N_{2}}{N_{1}}\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

Для инвертирующего преобразователя, вход и выход которого имеют один общий провод, выходное напряжение VOUT по абсолютному значению может быть как больше, так и меньше входного VIN. Однако оно обязательно должно иметь обратную полярность, ведь ни продолжительность первого tON, ни второго tOFF этапов преобразования не могут быть отрицательными. Для обратноходового преобразователя обеспечение двухполярного напряжения на обмотке осуществляется правильной фазировкой обмоток и включением диода VD1. Если это правило будет нарушено, то обратноходовой преобразователь работать не будет (фактически он превратится в прямоходовой, который имеет несколько иной принцип работы).

При использовании в понижающей, повышающей и инвертирующей схемах дросселя с одной обмоткой наибольшая эффективность преобразователя будет в диапазоне 0,1 ≤ VIN…VOUT ≤ 10. Если же входное напряжение отличается от входного больше чем в 10 раз, тогда, в соответствии с формулой 9, длительность одного из этапов преобразования (tON или tOFF) будет значительно меньше другого (рисунок 7).

Рис. 7. Зависимости соотношения напряжения на входе и выходе преобразователей (VOUT/VIN) от соотношения длительностей первого и второго этапов (tON/tOFF)

При этом становится сложно как регулировать выходное напряжение, так и фильтровать его, поскольку при малых длительностях tON или tOFF увеличиваются пульсации токов, что в конечном итоге приводит к катастрофическому уменьшению КПД, вплоть до физической невозможности реализации данного режима (необходимая длительность tON или tOFF может оказаться меньше чем время включения/выключения полупроводникового компонента). Поэтому при большой разнице напряжений между входом и выходом используют автотрансформаторное включение дросселей, при котором транзистор или диод подключаются к части обмотки (рисунок 8). В этом случае N1 ≠ N2 и формулы 10…15 придется выводить заново из базового соотношения формулы 9.

Рис. 8. Понижающий преобразователь с автотрансформаторным включением дросселя, работающий при большой разнице напряжений (VIN >>VOUT)

Особенности преобразователей nanoPower

Как видно из принципа работы, максимальное значение КПД импульсных преобразователей теоретически не ограничено. Но на практике всегда будут потери из-за неидеальности элементной базы, поэтому реальное значение КПД силовой части у наилучших представителей импульсных преобразователей находится на уровне 98…99%.

Однако при расчете КПД преобразователя в целом следует учитывать также и затраты энергии на работу схемы управления. Если рассмотреть структурные схемы контроллеров, реализующих два наиболее популярных на сегодняшний день метода управления – по напряжению (рисунок 9) и по току (рисунок 10), – то можно увидеть, что для обеспечения выходного напряжения необходимого качества требуется достаточно большое количество узлов. И хоть на сегодняшний день технологии изготовления полупроводниковых микросхем находится на очень высоком уровне, тем не менее, когда мощность силовой части преобразователя ничтожно мала, ток потребления узлов управления может оказаться соизмеримым с током нагрузок.

Рис. 9. Контроллер преобразователя с методом управления по напряжению

Рис. 10. Контроллер преобразователя с методом управления по току

У контроллеров преобразователей постоянного напряжения можно выделить три основных тока, на которые следует обращать внимание при выборе: ток, потребляемый от входной IQINT, выходной IQOUT цепи в активном режиме и ток утечки ISDT, потребляемый микросхемой в выключенном состоянии (рисунок 11). Эти токи, по возможности, должны быть минимальными, ведь чем они меньше – тем выше КПД преобразователя.

Рис. 11. Пути протекания токов IQINT, IQOUT и ISDT микросхемы MAX17222

Из этих параметров наиболее важным для устройств с батарейным питанием является ток утечки ISDT. И связано это с их спецификой работы, ведь как показывает практика, большую часть времени они находятся либо в спящем (дежурном), либо в выключенном состоянии. Поскольку физически отключить схему управления преобразователя от источника питания в большинстве случаев не представляется возможным, ток утечки ISDT будет напрямую влиять на время автономной работы.

В интегральных преобразователях постоянного напряжения nanoPower основной технологией уменьшения токов IQINT, IQOUT и ISDT является тщательная проработка схемотехники внутренних узлов контроллера и процессов изготовления интегральных компонентов. Из других методов уменьшения собственного энергопотребления можно также выделить отключение резистивного делителя выходного напряжения, используемого в цепи обратной связи. Все это позволило добиться впечатляющих значений собственного энергопотребления этих узлов. Так, например, для микросхем повышающих преобразователей MAX17220/21/22/23/24/25 ток, потребляемый от цепей нагрузки (IQOUT), не превышает 300 нА, а токи, потребляемые от источника питания (IQINT, ISDT) равны всего 0,5 нА.

Кроме этого, повышающие преобразователи имеют одну специфическую особенность, на которую также необходимо обращать внимание. При использовании в качестве верхнего ключа полупроводниковых диодов или n-канальных MOSFET становится невозможным полное отключение выходного напряжения – при остановке преобразователя на его выходе присутствует напряжение питания, которое приводит к увеличению энергопотребления. Поэтому в микросхемах nanoPower реализована также технология True Shutdown, блокирующая появление напряжения на выходе преобразователей при их отключении.

На сегодняшний день в линейку малопотребляющих преобразователей nanoPower входят микросхемы для наиболее популярных схем преобразователей: понижающего и повышающего типов (таблица 2). Линейка повышающих преобразователей MAX17220…25 (рисунок 12) позволяет обеспечить нагрузку выходным напряжением 1,8…5 В, устанавливаемым путем выбора внешнего резистора RSEL с шагом 0,1 В. Входное напряжение при этом может находиться в диапазоне 0,4…5,5 В.

Высокая степень интеграции позволила использовать для микросхем MAX17220…25 миниатюрные шестивыводные корпуса WLP и µDFN и обойтись минимальным количеством внешних компонентов. Как видно из рисунка 12, кроме обязательных внешних реактивных элементов – конденсаторов CIN, COUT и накопительного дросселя, которые, во-первых технологически сложно изготовить в интегральном исполнении, а во-вторых, их параметры зависят от конкретного приложения, для работы микросхем требуется единственный внешний прецизионный (с точностью 1%) резистор RSEL, отвечающий за величину выходного напряжения.

Таблица 2. Характеристики микросхем nanoPower

Наименование Ток, потребляемый от выходных цепей IQOUT, нА Ток, потребляемый в выключенном состоянии ISDT, нА Максимальный ток накопительного дросселя, мА Выходной ток, мА Корпус Отладочная плата
MAX38640A 330 5 250 160 WLP/6 MAX38640EVKIT
MAX17220 300 0,5 225 205 WLP/6, µDFN/6 MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT
MAX17222 300 0,5 500 200 WLP/6 MAX17222EVKIT
MAX17223 300 0,5 500 205 WLP/6, µDFN/6 MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT
MAX17224 300 0,5 1000 205 WLP/6, µDFN/6 MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT
MAX17225 300 0,5 1000 205 WLP/6, µDFN/6 MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT

Рис. 12. Структурная схема микросхем MAX17220…25

В микросхемах MAX17220…25 реализован метод управления по току, поэтому величина индуктивности накопительного дросселя во многом определяет величину рабочей частоты преобразователя. Для большинства приложений на основе данных микросхем можно использовать малогабаритные дроссели в корпусе 0603 индуктивностью 2,2 мкГн с максимальным током 225 мА, 500 мА или 1 А. Все это позволяет реализовывать ультракомпактные повышающие преобразователи, занимающие на печатной плате площадь, не превышающую 6,75 мм2.

Аналогичными характеристиками обладают и микросхемы понижающих преобразователей MAX38640/41/42/43 (рисунок 13), позволяющие понижать входное напряжение 1,8…5,5 В до величины 0,7…3,3 В (микросхемы с суффиксом А) или до 0,5… 5,0 В (с суффиксом B). Так же, как и в рассмотренных выше повышающих преобразователях, для установки выходного напряжения MAX38640…43 используется единственный прецизионный резистор RSEL, а сами микросхемы требуют всего четырех внешних компонентов.

Рис. 13. Структурная схема микросхем MAX38640…43

Для ускорения выхода продуктов на рынок компания Maxim Integrated предлагает разработчикам максимальную поддержку, не ограничивающуюся только предоставлением всей необходимой технической документации. Так, например, на официальном сайте компании присутствуют математические модели, с помощью которых можно изучить электрические процессы разрабатываемых схем в специализированных средах разработки: автономной EE-Sim® OASIS Simulation Tool на основе ядра SIMPLIS® и онлайновой EE-Sim Design And SimulationTool. Обе среды ориентированы на разработку импульсных источников питания и позволяют на основе предлагаемых шаблонов собрать виртуальный аналог разрабатываемой схемы менее чем за 5 минут.

Кроме этого, для оценки реальных возможностей микросхем nanoPower компания Maxim Integrated предлагает специализированные отладочные платы. Так, например, для микросхем MAX17220…25 доступна отладочная плата MAX17222EVKIT (рисунок 14), состоящая из двух независимых частей, содержащих одну и ту же микросхему MAX17222, но изготовленную в разных корпусах: µDFN и WLP. В каталогах Maxim Integrated присутствует также аналогичная отладочная плата MAX17220EVKIT с установленными микросхемами MAX17220 (в двух вариантах корпусов) и MAX38640EVKIT с установленной микросхемой MAX38640A в корпусе WLP.

Рис. 14. Внешний вид отладочной платы MAX17222EVKIT

Заключение

Питание от батарей является далеко не тривиальной задачей, ведь для обеспечения максимально возможного времени автономной работы необходима тщательная проработка не только силовой части, но и узлов управления. Однако, как показывает практика, эти задачи целиком и полностью ложатся на плечи производителей электронных компонентов, ведь, как видно из материалов данной статьи, конечным разработчикам остается лишь адаптировать готовые решения под конкретное приложение.

Дополнительные материалы:

Статьи:

  1. Технология Maxim Integrated nanoPower: когда малый IQ имеет преимущества
  2. Контроль в спящем режиме: повышение КПД батарейного питания с помощью DC/DC MAX17225 nanoPower
  3. Один дроссель для всей системы: многоканальные преобразователи Maxim с технологиями SIMO и nanoPower
  4. Измерение мощности в режиме реального времени с помощью ИС регистратора потребляемой мощности
  5. Увеличение времени работы портативной электроники с помощью преобразователя на основе SIMO
  6. Борцы SIMO: особенности применения SIMO-преобразователей Maxim
  7. Выбор SIMO PMIC-преобразователя для проекта портативного устройства
  8. Увеличение энергоэффективности портативных устройств при помощи SIMO PMIC-преобразователей

Новости

  1. MAX17222 — длинная жизнь для маленьких вещей
  2. MAX38640/1/2/3 – понижающие конвертеры семейства NanoPower с ультранизким током потребления
  3. MAX17270 – преобразователь NanoPower SIMO PMIC для IoT с ультранизким потреблением

 

•••

Наши информационные каналы

О проблеме запуска светодиодных модулей при работе с DC-DC преобразователем

Из эти двух примеров мы можем сказать, что проблемы запуска при совместной работе двух источников связаны с фактическим рабочим диапазоном DC-DC преобразователя. При низком пусковом напряжении DC-DC преобразователя первый источник питания может не работать так, как от него ожидается и, таким образом, создавать различные проблемы при запуске.

Решение проблемы запуска

Если лампы имеют проблемы аналогичные описанным выше, предлагается применить несколько решений:

— Выбрать DCDC преобразователь с мягким стартом или с функцией задержки запуска

DC-DC преобразователь с мягким стартом после включения постепенно увеличивает выходную мощность до номинального уровня. Это помогает уменьшить пусковой ток DC-DC преобразователя и предотвратит соответствующие проблемы запуска первого источника питания. Задержки запуска при этом нет, но, поскольку номинальная мощность начинает потребляться уже после того, как первый источник способен выдавать номинальное выходное напряжение, это также позволяет предотвратить проблемы, связанные с несогласованным временем запуска источников питания.

— Использование диммирующей функции или входа дистанционного отключения DCDC преобразователя, если они предусмотрены

Включение преобразователя при помощи входа дистанционного отключения или функции «dim off»(функциональность, которая позволяет диммировать преобразователь до минимального значения) только после того, как первый источник питания успешно запустился, также поможет предотвратить проблемы, связанные с несогласованным временем запуска первого и второго преобразователей напряжения. Обычно светодиод питания на сетевом источнике зажигается менее чем за 0,5 секунд. Ручное или автоматическое включение с задержкой в 0,5 секунд второго DC-DC преобразователя также поможет решить проблемы запуска.

Повышающий преобразователь постоянного тока в параллельный

В своем посте вы сказали, что хотите 1А на 12В, и что вы рассчитали, что вам нужно 3,24А без потерь. Вы не указали, какое входное напряжение вы использовали, но его можно рассчитать. 12 В * 1 А / 3,24 А = 3,7 В 3,7 В намного ниже минимального входного напряжения 5,0 В, указанного в техническом описании. Таким образом, ваш запас, вероятно, не будет работать правильно.

Что касается второй проблемы распараллеливания буст-регуляторов. Да, это может быть сделано.

Выходной сигнал повышающего преобразователя XL6009, как и большинства повышающих преобразователей, содержит выходной диод. Если несколько XL6009 подключены параллельно, этот диод предотвратит протекание выходного тока одного источника в другие. Теперь, чтобы убедиться, что расходные материалы распределяют нагрузку, нужно добавить какую-то обратную связь. Самый простой способ — добавить небольшой последовательный резистор на выходе каждого источника питания, а затем соединить другую сторону каждого резистора вместе, чтобы подать нагрузку.

XL6009 имеет допуск эталонного напряжения чуть менее 3%, при условии, что для установки выходного напряжения 12 В используется делитель, состоящий из двух резисторов 1%, тогда общий допуск на выходе составляет ± 5%. Таким образом, выход каждого источника питания будет 12 В ± 0,6 В постоянного тока плюс пульсация.

Предположим, что у вас на самом деле был вход 5 В и что эффективность была на 92%, как указано в спецификации. Таким образом, если вы хотите 1A при 12 В = 12 Вт, тогда вам нужно будет ввести 12 В * 1A / 92% / 5 В = 2,6 А. В этом случае вам, вероятно, нужно распараллелить только два источника.

Вы хотите, чтобы распределение нагрузки было сбалансировано таким образом, чтобы ни одному источнику питания не требовалось более 2 А на входе при наихудшем выходном напряжении, которое составляет 12,6 В на источнике с высоким выходным током и 11,4 В на другом источнике. На входе 2A источник питания может выдавать выход 2A * 5 В * 92% / 12,6 В = 730 мА. В этом случае другой источник должен будет обеспечить 1А — 730 мА = 270 мА.

Чтобы распределение нагрузки было таким, чтобы каждый источник питания был не хуже 270–730 мА на каждом выходе, к выходу необходимо добавить резистор небольшой серии. 2 = 1,38 Вт в худшем случае. Поэтому вам, вероятно, понадобится резистор 2 Вт.

В этом сценарии с наихудшим случаем выходное напряжение, включая падение на резисторе, составило бы 12,6 В — 2,6 Ом * 730 мА = 11,14 В.

При одинаковом разделении обоих выходов 11,4 В при 500 мА ваш выходной сигнал может составлять всего 11,4 В — 500 мА * 2,6 Ом = 10,1 В.

Если оба источника питания имеют одинаковую выходную мощность 12,6 В без нагрузки, ваша мощность может достигать 12,6 В.

Если вы хотите немного отойти от этого 2А входа в наихудшем случае, вы можете увеличить значение резистора выше 2,6 Ом, чтобы создать более равномерное распределение за счет эффективности.

Повышающие преобразователи

  • Изучив этот раздел, вы сможете:
  • Разберитесь в принципах работы повышающих преобразователей.
  • • Переключающий транзистор
  • • Цепь маховика
  • Обратите внимание на ограничения выходного напряжения.
  • Распознавайте различные источники входного сигнала.
  • Понять взаимосвязь между шириной импульса переключения и выходным напряжением.

Повышающий преобразователь

Импульсные источники питания могут использоваться для многих целей, включая преобразователи постоянного тока в постоянный. Часто, хотя источник постоянного тока, такой как батарея, может быть доступен, его доступное напряжение не подходит для питаемой системы. Например, двигатели, используемые в электромобилях, требуют гораздо более высоких напряжений, порядка 500 В, чем те, которые могут питаться от одной батареи. Даже если бы использовались батареи батарей, дополнительный вес и занимаемое пространство были бы слишком велики, чтобы их можно было использовать на практике.Решением этой проблемы является использование меньшего количества батарей и повышение доступного постоянного напряжения до необходимого уровня с помощью повышающего преобразователя. Другая проблема с батареями, большими или маленькими, заключается в том, что их выходное напряжение изменяется по мере использования доступного заряда, и в какой-то момент напряжение батареи становится слишком низким для питания цепи, на которую подается питание. Однако, если этот низкий выходной уровень можно снова повысить до полезного уровня с помощью повышающего преобразователя, срок службы батареи может быть увеличен.

Вход постоянного тока в повышающий преобразователь может поступать от многих источников, а также от батарей, таких как выпрямленный переменный ток от сети или постоянный ток от солнечных панелей, топливных элементов, динамо-машин и генераторов постоянного тока. Повышающий преобразователь отличается от понижающего преобразователя тем, что его выходное напряжение равно или превышает его входное напряжение. Однако важно помнить, что, поскольку мощность (P) = напряжение (V) x ток (I), если выходное напряжение увеличивается, доступный выходной ток должен уменьшаться.

Рис.3.2.1 Базовая схема повышающего преобразователя

На рис. 3.2.1 показана принципиальная схема повышающего преобразователя. Однако в этом примере переключающий транзистор представляет собой силовой полевой МОП-транзистор, при переключении мощности используются как биполярные силовые транзисторы, так и полевые МОП-транзисторы, выбор определяется током, напряжением, скоростью переключения и соображениями стоимости. Остальные компоненты такие же, как и в понижающем преобразователе, показанном на рис. 3.1.2, за исключением того, что их положение было изменено.

Повышающий преобразователь Работа

Рис. 3.2.2 Работа повышающего преобразователя при включении

На рис. 3.2.2 показано действие схемы во время начального высокого периода высокочастотной прямоугольной волны, подаваемой на затвор полевого МОП-транзистора при запуске. В это время полевой МОП-транзистор ведет себя, создавая короткое замыкание с правой стороны L1 на отрицательную входную клемму питания. Следовательно, ток течет между положительной и отрицательной клеммами питания через L1, который накапливает энергию в своем магнитном поле.В остальной части схемы практически не протекает ток, поскольку комбинация D1, C1 и нагрузки представляет собой гораздо более высокий импеданс, чем путь непосредственно через полевой МОП-транзистор с высокой проводимостью.

Рис. 3.2.3 Токовый путь при выключенном полевом МОП-транзисторе

На рис. 3.2.3 показан путь тока во время низкого периода цикла прямоугольной волны переключения. Поскольку полевой МОП-транзистор быстро выключается, внезапное падение тока заставляет L1 производить обратную ЭДС. с противоположной полярностью по отношению к напряжению на L1 в течение периода включения, чтобы ток не протекал.Это приводит к двум последовательным напряжениям: питающему напряжению V IN и противоэдс (V L ) на L1, последовательно соединенных друг с другом.

Это более высокое напряжение (V IN + V L ), теперь, когда нет пути тока через MOSFET, смещает D1 в прямом направлении. Результирующий ток через D1 заряжает C1 до V IN + V L за вычетом небольшого прямого падения напряжения на D1, а также питает нагрузку.

Рис. 3.2.4 Токовый путь с MOSFET на

Фиг.3.2.4 показывает действие схемы во время MOSFET в периоды после первоначального запуска. Каждый раз, когда полевой МОП-транзистор проводит, катод D1 более положительный, чем его анод, из-за заряда на C1. Таким образом, D1 выключен, поэтому выход схемы изолирован от входа, однако нагрузка продолжает получать питание V IN + V L от заряда на C1. Хотя заряд C1 уходит через нагрузку в течение этого периода, C1 перезаряжается каждый раз, когда MOSFET выключается, таким образом поддерживая почти постоянное выходное напряжение на нагрузке.

Теоретическое выходное напряжение постоянного тока определяется входным напряжением (V IN ), деленным на 1 минус рабочий цикл (D) сигнала переключения, который будет некоторым числом от 0 до 1 (соответствует от 0 до 100%) и поэтому может быть определена по следующей формуле:

Пример:

Если прямоугольная волна переключения имеет период 10 мкс, входное напряжение составляет 9 В, а включение составляет половину периодического времени, то есть 5 мкс, то выходное напряжение будет:

В ВЫХ = 9 / (1-0. 5) = 9 / 0,5 = 18 В (минус падение напряжения на выходном диоде)

Поскольку выходное напряжение зависит от рабочего цикла, важно, чтобы он точно контролировался. Например, если рабочий цикл увеличился с 0,5 до 0,99, полученное выходное напряжение будет:

В ВЫХОД = 9 / (1- 0,99) = 9 / 0,01 = 900 В

Однако, прежде чем этот уровень выходного напряжения будет достигнут, это, конечно, может привести к серьезным повреждениям (и появлению дыма), поэтому на практике, если схема не предназначена специально для очень высоких напряжений, изменения в рабочем цикле сохраняются намного ниже, чем указано в этом примере.

Рис. 3.2.5 Работа повышающего преобразователя

Нажмите кнопку воспроизведения, чтобы начать.

Просмотрите пути тока в периоды включения и выключения переключающего транзистора. Обратите внимание на то, что работа в течение первого периода включения отличается от более поздних периодов, поскольку конденсатор (C) не заряжается до конца первого периода включения.

Посмотрите, как магнитное поле вокруг индуктора растет и схлопывается, и наблюдайте за изменением полярности напряжения на L.

Наблюдайте за эффектом пульсации во время включения и выключения переключающего транзистора.

См. Входное напряжение и обратную ЭДС. В L добавить, чтобы получить выходное напряжение больше, чем входное напряжение.

Щелкните паузу, чтобы удерживать видео во включенном или выключенном состоянии.

Нажмите «Воспроизвести», чтобы продолжить воспроизведение видео с точки удержания.

I.C. Повышающий преобразователь

Рис. 3.2.6 Типичный I.C. Повышающий преобразователь (LM27313)

Из-за легкости, с которой повышающие преобразователи могут подавать большие перенапряжения, они почти всегда будут включать некоторые регуляторы для управления выходным напряжением, а их много I.Cs. изготовленные для этой цели Типичный пример I.C. Повышающий преобразователь показан на рис. 3.2.6, в данном примере — LM27313 от Texas Instruments. Этот чип разработан для использования в системах с низким энергопотреблением, таких как КПК, фотоаппараты, мобильные телефоны и устройства GPS.

В этой схеме соответствующая часть выходного напряжения (V OUT ), зависящая от отношения R2: R3, используется в качестве образца и сравнивается с эталонным напряжением внутри I.C. Это создает напряжение ошибки, которое используется для изменения рабочего цикла переключающего генератора, позволяя получить диапазон автоматически регулируемых повышающих напряжений от 5 В до 28 В.

LM27313 содержит внутренний генератор, работающий на фиксированной частоте около 1,6 МГц. Переключающий транзистор FET также является внутренним и переключает ток через L1 через клемму SW. Также обратите внимание, что для D1 используется диод Шоттки с соответствующими номинальными значениями напряжения и тока, чтобы минимизировать потери из-за прямого падения напряжения на диоде и обеспечить высокую скорость переключения. I.C. также имеет функцию отключения (SHDN), управляемую внешней логикой, с помощью которой повышающий преобразователь может быть отключен, когда он не требуется, для экономии заряда батареи.

Цепи защиты

Другие функции безопасности, обеспечиваемые I.C. отключение по перегрузке по току, при котором переключатель отключается от цикла к циклу, если обнаружен слишком большой ток, и возможность отключения по перегреву.

Устойчивость

Другая проблема, с которой сталкиваются разработчики высокочастотных повышающих преобразователей, заключается в стабильности, поскольку на частотах МГц отрицательная и положительная обратная связь может возникать просто из-за электромагнитных полей, излучаемых между компонентами внутри схемы, особенно если компоненты схемы находятся в непосредственной близости, как в макеты поверхностного монтажа.Поэтому C2 добавляется для повышения стабильности и предотвращения возможных колебаний из-за возникновения нежелательной положительной обратной связи.

Выход

3A, понижающий-повышающий преобразователь постоянного тока с КПД 96% устанавливает стандарт плотности мощности и шумовых характеристик электроника. Точно так же рассеяние мощности является серьезной проблемой для сегодняшних функционально богатых, плотно упакованных устройств, вызывающих потребность в высокоэффективных решениях для минимизации повышения температуры.Для приложений, где источник входного напряжения может быть выше или ниже регулируемого выходного напряжения, поиск эффективного компактного решения может быть проблемой, особенно при повышенных уровнях мощности. Традиционные подходы к проектированию, такие как использование преобразователя SEPIC с двумя дросселями, обеспечивают относительно низкий КПД и относительно большие размеры решений.

Пониженно-повышающий преобразователь с одним дросселем LTC3113 представляет собой компактную и высокоэффективную альтернативу. Внутренние переключатели с низким сопротивлением позволяют преобразователю поддерживать впечатляющий ток нагрузки 3 А в крошечном корпусе размером 4 × 5 мм. LTC3113 предлагает расширенный диапазон входного и выходного рабочего напряжения от 1,8 В до 5,5 В с пиковым КПД, достигающим 96%. Внутренний ШИМ-контроллер обеспечивает низкий уровень шума и обеспечивает плавный переход между понижающим и повышающим режимами. Комбинация этих функций позволяет LTC3113 легко удовлетворять сложные требования к мощности высокой плотности.

На рис. 1 показано решение на основе LTC3113 11 мм × 14 мм × 2,5 мм, которое может обеспечивать до 12 Вт выходной мощности от литий-ионного аккумулятора.Это соответствует плотности мощности 31 мВт / мм 3 (511 Вт / дюйм 3 ). Полная конструкция SEPIC потребует вдвое большей площади печатной платы, что приведет к снижению удельной мощности вдвое и значительно меньшей эффективности, что усложняет тепловую схему.

Рис. 1. Типичное приложение занимает 154 мм 2 .

LTC3113 предлагает ряд опций для оптимизации производительности для конкретных приложений, включая возможность регулировки рабочей частоты от 300 кГц до 2 МГц, внутренний плавный пуск, выбираемый пользователем пакетный режим ® для повышения эффективности при малых токах нагрузки и множество функций защиты от неисправностей, включая защиту от короткого замыкания и тепловое отключение. LTC3113 доступен как в корпусе DFN 4 мм × 5 мм, так и в 20-контактном TSSOP с термическим усилением.

Для многих приложений GSM требуются дорогие суперконденсаторы на выходной шине питания постоянного / постоянного тока, чтобы выдерживать временные высокие нагрузки, которые на выходе оказывает усилитель мощности во время всплесков передачи. Во многих случаях способность LTC3113 к высокому выходному току достаточна для поддержки передаваемого тока без необходимости в суперконденсаторах. На рисунке 2 показана такая схема и связанный с ней типичный переходный процесс нагрузки для ВЧ усилителя мощности с использованием стандартного недорогого керамического конденсатора емкостью 100 мкФ на 3.Выход 8 В.

Рис. 2. Импульсная нагрузка или источник питания портативного ВЧ усилителя мощности и типичная выходная характеристика.

На фотографии осциллографа показан отклик выхода 3,8 В при подаче импульса нагрузки 3 А длительностью 580 мкс. В этом крайнем случае выходное напряжение падает только на 150 мВ (4,5%) и быстро восстанавливается. Выброс выходного напряжения при снятии нагрузки показывает аналогичную реакцию. Для этого внешнего импульса нагрузки переходная характеристика была оптимизирована путем настройки компенсации, чтобы минимизировать влияние скачка нагрузки.

Многие приложения, включая радиочастотную передачу, чувствительны к шуму, создаваемому переключающими преобразователями. LTC3113 использует архитектуру переключения с низким уровнем шума для уменьшения нежелательных субгармонических частот, которые возникают ниже рабочей частоты и могут создавать помехи другим чувствительным схемам. Эти субгармоники обычно возникают, когда V IN и V OUT примерно равны. Пониженно-повышающие преобразователи, работающие в этой области, обычно создают джиттер ширины импульса и частоты — результат изменения состояния всех четырех переключателей в течение одного цикла переключения.LTC3113 минимизирует величину джиттера или субгармонических частот для удовлетворения требований чувствительных к шуму радиочастотных приложений.

На рисунке 3 показано сравнение спектров LTC3113 в худшем случае и конкурирующего повышающего преобразователя без малошумящей архитектуры LTC3113. Условия наихудшего случая были достигнуты путем размещения на выходе фиксированной нагрузки 1 А и медленного увеличения или уменьшения входного напряжения до тех пор, пока не будет наблюдаться наибольшая гармоническая составляющая в спектре преобразователя.LTC3113 демонстрирует ожидаемый одиночный тональный сигнал большой амплитуды на частоте переключения 2 МГц. Напротив, конкурирующий повышающий-понижающий сигнал демонстрирует несколько субгармонических и гармонических тонов большой амплитуды во всем частотном диапазоне, что указывает на значительный джиттер ширины импульса и потенциальные проблемы с шумовыми помехами. Также обратите внимание, что общий уровень шума LTC3113 на 10–20 дБ ниже, чем у конкурентов во всем частотном диапазоне.

Рис. 3. Спектральное сравнение LTC3113 и типичной модели конкурента.

Помимо создания напряжений смещения для усилителей мощности ВЧ, создание шины 3,3 В от входного источника, такого как литий-ионная батарея, является еще одним распространенным применением пониженно-повышающего преобразователя. LTC3113 может обеспечить выходную мощность до 10 Вт (3,3 В / 3 А) во всем рабочем диапазоне литий-ионной батареи. На рисунке 4 показана типичная схема приложения, используемого для генерации 3,3 В. Также показаны соответствующие кривые эффективности для различных напряжений батареи в диапазоне токов нагрузки для этого приложения. Максимальный КПД составляет 92%, а КПД более 80% достигается при нагрузках от 60 мА до 3 А.В пакетном режиме используется алгоритм переключения переменной частоты для поддержания высокоэффективного преобразования при более легких нагрузках.

Рис. 4. Литий-ионное питание до 3,3 В и КПД.

Установка на выводе BURST напряжения более 1,2 В позволяет LTC3113 переходить в пакетный режим при небольших нагрузках для максимального повышения эффективности. Для приложений, чувствительных к шуму, преобразователь может быть принудительно переведен в режим работы с фиксированной частотой, поддерживая напряжение на выводе BURST ниже 0,3 В.

На рисунке 5 показана система резервного источника питания с питанием от суперконденсатора, в которой LTC3113 используется для обеспечения регулируемого 3. Выход 3 В при постоянной нагрузке 1,5 А. В этом приложении два суперконденсатора серии 30F были заряжены до 4,5 В во время нормальной работы, чтобы обеспечить необходимую резервную энергию при потере основного питания.

Рис. 5. Источник с питанием от суперконденсатора и типичный выходной отклик при нагрузке 1,5 А.

Фотография осциллографа показывает, что LTC3113 может регулировать выходную мощность в течение 22,5 с при питании только от двух последовательных конденсаторов емкостью 30Ф. За это время конденсаторы разряжаются от начальных 4.От 5 В до чуть ниже 1,8 В — регулирование выхода в этом диапазоне входных сигналов возможно только из-за низкого входного напряжения LTC3113. В этом примере количество энергии, подаваемой на входе, составляет:

Выход регулируется до 3,3 В при постоянной нагрузке 1,5 А в течение 22,5 с, что дает выходную энергию:

Это показывает, что около 87% доступной входной энергии преобразуется в выходную мощность. Размер решения для этого приложения составляет около 11 мм × 14 мм, не считая площади суперконденсаторов.

Монолитный повышающий-понижающий преобразователь LTC3113 открывает новые горизонты в области плотности мощности, низкого уровня шума и высокой эффективности в широком диапазоне токов нагрузки. LTC3113 — идеальное решение для устройств с батарейным питанием, систем резервного питания, а также радиочастотных или других чувствительных к шуму приложений.

Эффективная топология

для повышающего преобразователя постоянного тока на основе конденсатора зарядного насоса для системы возобновляемых источников энергии

В попытке удовлетворить глобальный спрос системы возобновляемых источников энергии (ВИЭ) проявили к ней интерес из-за наличия ресурсов, особенно солнечная фотоэлектрическая система, которая имеет большое значение на протяжении многих лет из-за снижения стоимости ватт, повышения эффективности и высокой доступности.Фотоэлектрические системы в отдаленных и сельских районах очень полезны там, где нет электроснабжения. В этом сценарии силовые электронные преобразователи являются неотъемлемой частью систем возобновляемой энергии, особенно для электронных устройств, которые работают от возобновляемых источников энергии и системы хранения энергии (топливный элемент и батареи). В этой статье предлагается новая топология конденсатора накачки заряда (CPC), основанная на методе повышающего DC-DC преобразователя (DCBC) с высоким коэффициентом усиления с динамическим моделированием.Чтобы подтвердить эффективность представленной топологии, в лаборатории был разработан прототип, на вход которого подавалось 10 В постоянного тока, а выходное напряжение 80 В постоянного тока достигалось на стороне нагрузки. Кроме того, экспериментальный результат показывает, что напряжение в переключателях MOSFET намного меньше по сравнению с обычным повышающим преобразователем с теми же параметрами, что и предлагаемый преобразователь.

1. Введение

Солнечная фотоэлектрическая система (ФЭ), обладающая огромным потенциалом для выработки электроэнергии непосредственно из солнечного света, рассматривается как средство обеспечения будущего с помощью чистых и экологически чистых возобновляемых источников [1–3]. Однако выходное напряжение фотоэлектрических панелей, батарей и топливных элементов меньше. Чтобы решить эту проблему, устанавливается повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный для повышения низкого входного напряжения, чтобы потребовать более высокого усиления выходного напряжения, как показано на Рисунке 1 [4]. В 2019 году мир превысит примерно 900 миллионов мобильных устройств с более чем 500 миллионами пользователей. В связи с повышением спроса на энергию и ростом цен на обычную электроэнергию для поставщиков телекоммуникационных услуг становится сложной задачей поддерживать свою существующую инфраструктуру, а также расширять ее. во многих сельских районах, где доступ к обычному электричеству находится не на востоке по многим причинам.Благодаря технологическому развитию технологий использования возобновляемых источников энергии, в частности солнечной и ветровой, это доказало, что они являются экономичными и надежными источниками питания телекоммуникационных систем в удаленных местах, где обычный доступ к сети недоступен или труден для обеспечения, а солнечная энергия может обеспечить защиту система связи защиты от любого повреждения или кибератаки по сравнению с электрической сетью, как показано на Рисунке 2 [5]. Поэтому важно использовать фотоэлектрические технологии (автономные, сетевые и удаленные солнечные электростанции).В этом сценарии важную роль играет повышающий преобразователь с высоким повышением [6, 7]. В литературе представлено много типов повышающих преобразователей для достижения повышающего напряжения на нагрузке [8]. Эти преобразователи работают с очень высоким рабочим циклом, что приводит к увеличению потерь преобразователя; Кроме того, используются многие компоненты схемы, снижающие общую эффективность системы [9]. В высоком сигнале PWM переключатели MOSFET вызывают неисправность из-за короткого времени проводимости [10, 11]. По сравнению с классическими схемами понижающего, повышающего и понижательно-повышающего преобразователей трансформаторные преобразователи могут достигать более высоких коэффициентов преобразования с меньшими потерями [12, 13].То же относится и к преобразователям со связанными катушками индуктивности [14].



Пропорция витков трансформатора или связанных катушек индуктивности помогает реализовать более высокие ступенчатые отношения [15, 16].

Повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный со связанным дросселем [17, 18] и обратноходовым преобразователем с активными фиксаторами в [19], основным ограничением этих преобразователей являются проблемы, связанные с трансформатором. Большое отношение витков и требования к изоляции высокого напряжения увеличивают индуктивность рассеяния и паразитную емкость обмотки.В моменты переключения паразитный трансформатор приведет к скачкам высокого напряжения на переключателях [20]. Скачки напряжения и тока приводят к увеличению потерь и снижению надежности, а также могут повредить компоненты схемы [21–23]. Подробно обсуждается исследование некоторых преобразователей постоянного тока в постоянный [24]. В нем описывается, что мостовой преобразователь может быть более эффективным. Недостатком этой конструкции является то, что мягкое переключение трудно достичь. В этом преобразователе нет подходящего значения для демпфирующих конденсаторов для всего рабочего диапазона.Кроме того, в этом преобразователе требуется выходной дроссель, который может вызвать скачки напряжения на диодах. [25].

Наконец, преобразователь постоянного тока в постоянный с конструкцией трансформатора представлен в литературе, и недостатки этого преобразователя, включая потери в сердечнике трансформатора, могут быть значительно большими, а конструкция обмотки трансформатора сложна; Кроме того, эффективность низкая, а цена высокая. Переключение полупроводниковых устройств усугубило эту проблему, поскольку более высокие потери в сердечнике трансформатора при высоких частотах переключения затрудняют определение размеров трансформатора при одновременном соответствующем увеличении плотности мощности.Кроме того, присущий эффект взаимной связи между соседними обмотками трансформатора делает эти топологии менее подходящими для приложений с множеством входов или выходов [26–28]. Однако эта проблема может быть решена только путем подключения демпфирующих цепей к переключателям или использования паразитного трансформатора в качестве резонансного резервуара и использования этих преобразователей как резонансных преобразователей с мягкой коммутацией.

2. Сопутствующие работы
2.1. Принцип схем повышающего преобразователя

Популярными и обычно используемыми преобразователями являются обычные повышающие преобразователи постоянного тока в постоянный.Основная идея этих традиционных схем повышающего преобразователя заключается в разделении входного постоянного напряжения на точный ШИМ-сигнал для получения ожидаемого напряжения на стороне нагрузки. Сигнал ШИМ обычных повышающих преобразователей обычно поддерживается на постоянной скорости. На рисунке 3 показана обычная схема повышающего преобразователя постоянного тока в постоянный [27]. Эти схемы имеют скромную сборку, но имеют некоторые ограничения, позволяющие избежать их использования в приложениях с высокой мощностью. Для более высокого коэффициента преобразования постоянного напряжения обычные преобразователи работают с более высоким рабочим циклом, что приводит к увеличению потерь в компонентах схемы и имеет тенденцию к снижению общей эффективности системы [29, 30]. Более высокий рабочий цикл может также вызвать отказ переключателей из-за короткого времени проводимости [31].


В уравнениях. (1), (2) где — скважность активного переключателя, однако фактический коэффициент преобразования намного ниже, когда влияние эквивалентного последовательного сопротивления катушки индуктивности, прямого падения напряжения на диоде, прямого сопротивления диода, сопротивления переключателя во включенном состоянии составляет учтено [28]. Эффект от всех этих неидеальностей заключается в том, что усиление напряжения от входа к выходу редко превышает 1.5–2.

3. Предлагаемый метод
3.1. Описание схемы

В этой статье представлены новые повышающие преобразователи постоянного тока в постоянный на основе конденсатора накачки заряда для высокого усиления напряжения. Комбинация функций CPC-DCBC с ячейкой умножения напряжения (CPC) не существует ни в одной из доступных топологий усиления высокого напряжения преобразователя постоянного тока в постоянный. Основным преимуществом представленной топологии является возможность достижения высокого коэффициента усиления по напряжению без работы с более высокой продолжительностью включения.

Существенные особенности предлагаемых преобразователей доказаны экспериментально в лаборатории с низкими коммутационными потерями и одноступенчатой ​​без сильноточного прерывания.Конструкция рекомендованного преобразователя приведена на рисунке 4, где. — входное напряжение, четыре конденсатора (,, и), два переключателя MOSFET (ad), катушки индуктивности (,, и) и диоды (,, и). Представленная топология работает в режиме непрерывной проводимости (CCM), когда все компоненты работают в режиме ожидания.


4. Принцип действия
4.1. Состояние I (-)

В этом состоянии, как показано на рисунке 5, когда переключатели и включены, диод работает с прямым смещением, а диоды и с обратным смещением соответственно.Индуктор увеличивается за счет входного напряжения, и ток катушки увеличивается линейно в то же самое время (), установленное на катушке индуктивности, и ток катушки индуктивности увеличивается линейно, соответственно. В этом состоянии конденсаторы и работают последовательно, в результате чего напряжение на конденсаторах катушки индуктивности уменьшается, а их ток уменьшается в этом состоянии. Это состояние выводится в уравнениях. (3) — (8).


4.2. Состояние II (-)

В этом состоянии, как показано на рисунке 6, когда оба полупроводника переключаются и выключены, диод смещен в обратном направлении.Ток через катушку индуктивности, разряженный к нагрузке посредством. В то же время, индуктор, также высвобождаемый для нагрузки, такой же, как индуктор, и напряжение на индукторе, заряжаемое для нагрузки. В этом состоянии индуктивности и линейно уменьшаются, а соответственно увеличиваются; это состояние выводится уравнениями. (9) — (13).


5. Предлагаемый коэффициент преобразования напряжения преобразователя

В предлагаемых индукторах преобразователя, и, применяя метод второго баланса вольт в каждом состоянии, связь между предлагаемыми преобразователями приведена ниже в уравнениях. (14) — (20). Стационарное поведение напряжения индукторов и их токов показано на рисунке 7 выше.


Напряжение напряжения на переключателе MOSFET в уравнениях. (21) — (24)

5.1. Предлагаемый анализ потерь мощности преобразователя

Общие потери мощности в преобразователе равны потерям в каждом компоненте преобразователя Таблица 1.

,,, и.

Аналогично для и,

5.2. Анализ DCM предлагаемого преобразователя

Режим прерывистой проводимости (DCM) возникает при пульсации переключения в индуктивном токе, который слишком велик, что вызывает протекание обратного тока в диодах.Как мы знаем, дидо может проводить обратный ток, поэтому преобразователь переходит в режим DCM.

Режим DCM обычно возникает в преобразователе с одноквадрантным переключателем. Условием для работы CCM является то, что среднее значение проводника должно быть больше половины размаха пульсаций. Конвертер может перейти в DCM, как показано ниже.

Для режима CCM,

Для режима DCM,

Между двумя вышеуказанными условиями находится граница Ч / Б CCM и DCM, которая задается

В предлагаемом преобразователе имеется три катушки индуктивности. Для катушек индуктивности CCM значение для режима CCM можно получить ниже.

Поскольку путь высвобождения энергии из индуктора разряжается переключателями, эти переключатели являются двунаправленными, поэтому в катушке индуктивности нет режима DCM из-за пульсаций тока. Проще говоря, увеличение пульсации не вызывает DCM, потому что MOSFET переключается и проводит обратный ток. Однако значение индуктивности должно быть достаточно большим, чтобы избежать проблемы реверсирования тока.

Увеличение теории пульсирующего тока в катушках индуктивности и вызывает режим постоянного тока в качестве свободно вращающихся диодов и не может проводить обратный ток.Следовательно, для DCM в предлагаемом преобразователе имеется ступень 3 rd , которая, а также вместе с другими переключающими компонентами, как показано на рисунке 8 ниже. каждый период переключения. Состояние I и состояние II аналогичны режиму CCM, а состояние III указано ниже, когда все переключатели выключены.

Как известно, V 3 = V 2 и V s = V 1 , поэтому

Ток через катушки индуктивности приведен ниже на рис. 9 в установившемся режиме.


В режиме DCM коэффициент преобразования постоянного тока определяется как

Применяя второй закон баланса напряжений ко всем индукторам, получаем

5.3. Динамическое моделирование для представленного преобразователя

Для динамического моделирования предполагается, что пульсации тока катушки индуктивности и напряжения конденсатора очень малы. Эквивалентная схема представленного преобразователя показана ниже на рисунке 10, полученном из рисунка 5.


Затем, применяя теорию схем на рисунке 7, это получено по формуле.(37).

Уравнение (37) может быть записано как Ур. (38) без учета потерь.

где — нормальное значение вектора состояния, — матрица в, а — вектор в;, тогда как резистивная нагрузка является и является функцией переключателя с двоичным значением, равным [0, 1]. Это означает, что когда значение переключателя равно [0], переключатель выключен, а когда значение равно [1], переключатель включен. Вышеприведенное уравнение основано на нелинейном, а матрица — на управляющем сигнале. Метод процесса линеаризации позволил получить предложенное поведение преобразователя при малых возмущениях вокруг рабочей точки.Следовательно, номинальная установившаяся операционная система предлагаемого преобразователя может быть записана, задав (8), и может быть записана, как показано в уравнениях. (49) — (55).

Напряжение на конденсаторе

Ток через катушку индуктивности равен

где и,, и к номинальному входному напряжению, поэтому мы можем записать соотношение между напряжением и рабочим циклом, как показано ниже (46), (47).

где и, поэтому мы также можем записать как (48), (49).

После замены Ур. (39) — (45) и (46), (47) в уравнение.(40), мы можем вывести линейный режим после предположения, что возмущения достаточно меньше и нелинейных членов можно избежать, так что мы можем написать уравнение. (50).

Уравнение (50) можно записать как Ур. (51).

где — вектор состояния, — постоянная матрица, — вектор входного напряжения, и. Если пренебречь входным напряжением возмущения, матрицу можно удалить и записать как (62).

6. Результаты и обсуждение
6.1. Результаты моделирования и обсуждение

На рисунках 11 (a) и 11 (b) представлены результаты моделирования предложенной топологии и обычного повышающего преобразователя.Эти результаты моделирования выполнены в Matlab Simulink при тех же параметрах, как показано. На рисунке 11 (a) показаны результаты моделирования как обычного повышающего преобразователя, так и предлагаемого преобразователя CPC, где входное напряжение, подаваемое на оба преобразователя, равно 10 В, и можно видеть, что выходное напряжение предлагаемого преобразователя выше, чем по сравнению с обычным преобразователем, которое составляет 80 В по сравнению с выходным напряжением 25 В обычного повышающего преобразователя, что очень мало. На рисунке 11 (b) мы можем видеть, что напряжение традиционного повышающего преобразователя такое же, как и выходное напряжение, как указано в формуле.(2). Тем не менее, напряжение рекомендованной топологии преобразователя CPC очень низкое. Из результатов моделирования очень ясно, что представленный преобразователь имеет много преимуществ по сравнению с обычным преобразователем, например, высокий коэффициент усиления по напряжению и более низкое напряжение переключения полупроводников, как показано на рисунке 11 (b). В традиционном повышающем преобразователе, если мы дадим 10 В в качестве входного напряжения для достижения выходного напряжения в соответствии с предложенной топологией обычного повышающего преобразователя, он будет работать с более высокой продолжительностью включения, что приведет к увеличению потерь компонентов, связанных с цепи и снизит общую эффективность системы.Более высокий рабочий цикл может вызвать отказ или неисправность переключателей из-за короткого времени проводимости.

6.2. Результаты экспериментов и обсуждение

Для проверки принципа работы и исследования эффективности рекомендованной топологии преобразователя CPC был разработан лабораторный прототип с параметрами схемы: V; V; кГц; мкм H; Ом ; соответственно, как показано на рисунке 12, а предлагаемые типы компонентов преобразователя и их стоимость представлены в таблице 2.Экспериментальные результаты рекомендованного преобразователя CPC показаны на рисунке 13, где установлен рабочий цикл предлагаемой топологии CPC, и он работает в режиме CCM. На рисунке 13 (a) показаны сигналы переключения предполагаемого преобразователя, а на рисунке 13 (b) показано входное напряжение. На рисунке 13 (c) показано, что выходное напряжение преобразователя составляет около 78 В, что очень близко к уравнению усиления напряжения рекомендованного преобразователя. По выходному напряжению видно, что рекомендованная топология преобразователя CPC обеспечивает высокий коэффициент усиления по напряжению без более высокой продолжительности включения.



Компоненты Символ Тип компонента Стоимость ($) Номер модели


Пассивный 0,15 / шт. шт.
MOSFET () S Активный $ 0.22- $ 0,24 / шт. IRFZ46N
Диоды () D Активный $ 0,21- $ 0,24 / шт. d) и 13 (e) показывают форму волны напряжения конденсатора, которое составляет 49 В, соответственно, что также очень близко к конденсаторам по формулам. (40), (41). На рисунке 13 (f) показано напряжение на конденсаторе, которое составляет 10 В, что равно входному напряжению.Кроме того, на рисунках 13 (g) и 13 (h) показано напряжение напряжения на переключателях MOSFET, которое составляет 25 В. Таким образом, подтверждено, что рекомендованная топология преобразователя CPC позволяет получить высокий коэффициент усиления напряжения на стороне нагрузки при коммутационном напряжении мономера.

Предложенная эффективность преобразователя по сравнению с традиционным повышающим преобразователем наблюдалась при различной нагрузке на входных и выходных клеммах, в которых входное напряжение, ток и выходное напряжение тока измерялись с помощью инструмента, и поддерживались данные обработки, следуя уравнению.(53) были выполнены в Matlab Simulink.

Предлагаемый график эффективности преобразователя изображен на рисунке 14, и можно заметить, что максимальный КПД, достигаемый предлагаемой топологией CPC, составляет 95,68% при входной мощности 25 Вт и минимальный КПД 85,98% при входной мощности 5 Вт. Таким образом, очевидно, что рекомендованная топология CPC показала отличную эффективность с высоким коэффициентом усиления по напряжению. На рисунке 15 показаны выходные напряжения при измененных рабочих циклах, где можно просто заметить, что при любом рабочем цикле рекомендуемый преобразователь достигал высокого напряжения на выходе в ответ на обычный преобразователь.Кроме того, на рисунке 16 показано напряжение переключения и выходное напряжение на полевых МОП-транзисторах рекомендованного преобразователя CPC и традиционного повышающего преобразователя, где мы можем видеть, что при коэффициентах включения 0,4, 0,5 и 0,6 коэффициент усиления по напряжению предлагаемого преобразователя очень велик. высокая, и переключающая нагрузка низка по сравнению с традиционным повышающим преобразователем, а коэффициент усиления по напряжению равен напряжению напряжения на переключателе MOSFET.




7. Выводы

Системы возобновляемой энергии необходимы для удовлетворения растущего спроса на глобальное потребление энергии, и силовые электронные преобразователи являются важным модулем в таких системах.В данной статье представлены новые повышающие преобразователи постоянного тока в постоянный на основе конденсатора накачки заряда (CPC). Комбинация функций CPC-DCBC с ячейкой умножения напряжения обеспечивает высокий коэффициент усиления выходного напряжения при меньшем переключающем напряжении. После моделирования и экспериментальных результатов стало очевидным, что предложенная топология CPC-DCBC может обеспечить высокое выходное напряжение без работы в чрезвычайно рабочем цикле с превосходной эффективностью. Представленная топология преобразователя применима там, где сетевое питание недоступно, а источники питания обычно работают при высоком токе с низким входным напряжением, тогда как их требования к выходной нагрузке — это низкий ток с высоким выходным напряжением.например, удаленная телекоммуникационная система, автономная солнечная система и оборонная система связи. Он также имеет следующие преимущества перед традиционным повышающим преобразователем постоянного тока в постоянный: (i) Он работает с более низким рабочим циклом, что снижает потери, связанные с компонентами, установленными в цепи, и повышает его эффективность (ii) Меньшее количество компонентов, что снижает риск сбоя в работе компонентов и, следовательно, может достигать более высокого усиление напряжения при очень меньшем напряжении напряжения (iii) Меньшее использование переключателей из-за низкого напряжения на них, что имеет тенденцию к снижению стоимости активного переключателя (iv) Меньший размер катушки индуктивности из-за меньшего объема энергии, что снижает стоимость и размер преобразователя

Доступность данных

Необработанные данные, использованные для этой предлагаемой работы, были процитированы в рукописи.Более того, производные данные, подтверждающие выводы этого исследования, были графически изображены и доступны по запросу у соответствующего автора.

Конфликт интересов

Авторы заявляют об отсутствии конфликта интересов в отношении публикации этой статьи.

Благодарности

Авторы выражают благодарность за поддержку и финансирование, предоставленные отделом научных исследований Университета короля Халида, Королевство Саудовская Аравия, для Большой исследовательской группы в рамках гранта R.G.P2./82/41.

Границы | Анализ и реализация высокопроизводительного повышающего преобразователя постоянного тока в многоуровневую структуру повышающего напряжения

Введение

Обычный повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный имеет несколько проблем, таких как потеря мощности, падение напряжения на различных устройствах и эффекты, связанные с сопротивлением катушки индуктивности, когда он пытается достичь необходимого усиления напряжения. На качество работы и эффективность преобразования влияет высокий рабочий цикл полупроводникового переключателя (Premkumar et al., 2018а; Премкумар и Сумитира, 2019a). Эти проблемы решаются путем внедрения новых преобразователей, таких как преобразователи Zeta, SEPIC и Cuk (Banaei and Bonab, 2016). О различных преобразователях сообщается в Amir et al. (2019), и эти преобразователи различаются на основе методов переключения (переключение между конденсатором и катушкой индуктивности) и методов повышения, таких как умножитель напряжения (VM), удвоитель напряжения, каскадные соединения и т. Д. (Chen et al., 2018; Pop -Calimanu et al., 2019). У каждого из преобразователей есть свои недостатки, и эти недостатки побуждают исследователей работать над новыми преобразователями для многоуровневой структуры повышения.Например, многоуровневые преобразователи с обычным повышением, Cuk и SEPIC имеют пульсации выходного напряжения (Babaei et al., 2013; Selwan et al., 2015; Premkumar et al., 2018b).

Обычные понижающе-повышающие и повышающие преобразователи часто предпочтительнее в солнечных фотоэлектрических системах и топливных энергетических системах (Divakar et al., 2008; Kaouane et al., 2015; Premkumar et al., 2018b; Rosas-Caro et al. ., 2018a, b; Премкумар, Сумитира, 2019b). Авторы Kaouane et al. (2015) и Premkumar and Sumithira (2019b) сообщили о преобразователях с двумя переключателями MOSFET и гибридным усилением, соответственно, для солнечных фотоэлектрических (PV) систем для улучшения коэффициента усиления выходного напряжения наряду с правильной техникой отслеживания.Квадратичный повышающий преобразователь был описан Rosas-Caro et al. (2018b) с преобразованием выходного напряжения и постоянного входного тока с положительной полярностью.

Авторы Divakar et al. (2008) сообщили о методах мягкого переключения, таких как переключение при нулевом напряжении и переключении при нулевом токе, для уменьшения коммутационных потерь в традиционном повышающем преобразователе. Авторы Hegazy et al. (2012) и Росас-Каро и др. (2018a) сообщили о преобразователях с чередующейся структурой для достижения необходимого выходного напряжения при постоянном входном токе.Однако чередующаяся структура сложна по сравнению с обычным повышающим преобразователем. Кроме того, автор в Zeng et al. (2019) сообщили, что чередующаяся структура также помогает повысить эффективность преобразования и уменьшить пульсации выходного напряжения. Когда для многоуровневых повышающих преобразователей выбираются обычные повышающие или понижательно-повышающие преобразователи на основе чередования, это приводит к сильному всплеску тока катушки индуктивности и выходного напряжения. То же самое можно наблюдать из экспериментальных форм сигналов из литературы, представленной в Rosas-Caro et al.(2018a) и Hegazy et al. (2012).

Преобразователь SEPIC является одним из традиционных преобразователей постоянного тока, созданных на основе традиционного повышающего преобразователя. По сравнению с обычным повышающим преобразователем и преобразователем Cuk, преобразователь SEPIC имеет несколько пульсаций выходного тока, поскольку вторая катушка индуктивности в преобразователе SEPIC сглаживает всплески тока. Конвертер SEPIC может быть предпочтительным в различных приложениях, таких как фотоэлектрические системы, системы на основе топливных элементов, а также многопортовые преобразователи (Saravanan and Babu, 2015; Buticchi et al., 2019). В результате преобразователь SEPIC может использоваться в большинстве систем возобновляемой энергии. Хотя усиление напряжения преобразователя SEPIC меньше, его можно использовать для повышающих приложений (Kircioglu et al., 2016; Shamshuddin et al., 2017; Premkumar et al., 2018c; Natarajan et al., 2019; Yousri et al., др., 2019). Коэффициент усиления по напряжению преобразователя SEPIC меньше, чем у обычного повышающего преобразователя на скважность. Коэффициент усиления по напряжению преобразователя SEPIC и повышающего преобразователя равен D / (1-D) и 1 / (1-D), соответственно (Park et al., 2010; Ансари и Могани, 2019). Если структура преобразователя SEPIC немного изменить, он может повысить напряжение по сравнению с обычным повышающим преобразователем. Поэтому в этой статье обсуждается и исследуется модифицированная структура преобразователя SEPIC с высококачественным выходом.

В этой статье предлагается новая структура конвертера SEPIC, который основан на традиционном конвертере SEPIC. Основным преимуществом предлагаемого преобразователя SEPIC является отсутствие дополнительных паразитных элементов по сравнению с традиционным преобразователем SEPIC.Новая структура получена таким образом, чтобы уменьшить пульсации выходного напряжения и повысить эффективность преобразования. Кроме того, коэффициент усиления по напряжению такой же, как у традиционного повышающего преобразователя постоянного тока и выше, чем у обычного преобразователя SEPIC, с меньшим влиянием сопротивления катушки индуктивности. Другой важной особенностью предлагаемого преобразователя является отсутствие всплесков напряжения и тока. КПД преобразователя составляет> 95%, когда скважность переключателя составляет <60%,> 92%, когда скважность переключателя составляет от 60 до 80%, и это преимущество делает преобразователь достойным выбором для многоцелевого оборудования. -уровневая структура наддува с питанием от фотоэлектрических модулей и топливных элементов.Преобразователь также может быть расширен для достижения высокого коэффициента усиления напряжения за счет использования таких элементов, как катушки индуктивности, диоды и конденсаторы. Структура статьи следующая. В разделе «Работа предлагаемого преобразователя SEPIC для многоуровневой структуры» представлена ​​работа предлагаемого преобразователя. Анализ установившегося состояния в режиме непрерывной проводимости (CCM) выполняется в разделе «Анализ установившегося состояния и сравнение преобразователя». Результаты экспериментов и дальнейшее обсуждение приведены в разделе «Результаты и дальнейшее обсуждение».Статья завершается в разделе Заключение.

Работа предлагаемого конвертера SEPIC для многоуровневой структуры

Конвертер, предложенный в этой статье, имеет высококачественный выходной сигнал и высокий коэффициент усиления за счет небольшой модификации обычного преобразователя SEPIC, как показано на рисунке 1. В предлагаемом преобразователе зарядный конденсатор изменен в своем положении, и уравнение усиления выглядит следующим образом: изменены соответственно. Предлагаемый преобразователь состоит из одного переключателя MOSFET, двух конденсаторов, таких как разделительный конденсатор (C s ) и выходного конденсатора (C из ), двух катушек индуктивности, а именно L 1 и L 2 , и одного диода. .Для упрощения анализа работа преобразователя в CCM разделена на два режима работы. Теоретическая форма сигнала изображена на рисунке 2.

Рисунок 1 . Схема предлагаемого преобразователя.

Рисунок 2 . Теоретическая форма сигнала для предлагаемого преобразователя под CCM.

Ниже приведены предположения, сделанные для упрощения проверки преобразователя.

• Различные аппараты преобразователя идеальны. Прямые падения переключателя и диода, сопротивление в открытом состоянии (R ds-ON ) переключателя MOSFET, эквивалентное последовательное сопротивление катушек индуктивности и конденсатора игнорируются.

• Значения емкости конденсаторов C s и C out считаются высокими. Таким образом, предполагается, что напряжение на конденсаторе будет постоянным в течение одного цикла переключения.

Режим-I

Текущий поток изображен на рисунке 3A. Анализ предлагаемого преобразователя сделан на основе предположения об идеальных компонентах, и преобразователь работает на CCM.

Рисунок 3 . Режимы работы; (A) Режим-I; (B) Режим-II.

В этом режиме переключатель MOSFET включается путем подачи сигнала с широтно-импульсной модуляцией (PWM) на вывод затвора переключателя. Когда переключатель включен, ток начинает течь по компонентам, таким как C, L 1 и L 2 . На рисунке 3 токи катушки индуктивности представлены как i L1 и i L2 , а напряжение на конденсаторе связи представлено как V c . В режиме I диод выключен из-за обратного напряжения.Есть три контура для подачи питания на компоненты накопителя. Напряжение на катушке индуктивности-1 (V L1 ) равно входному напряжению источника (V в ), которое увеличивает ток в L 1 . Источник напряжения также передает энергию на L 2 и конденсатор связи (C) через нагрузку. Замечено, что второй и третий контур формируется источником напряжения C и L 2 . Напряжение на диоде равно напряжению на конденсаторе.Напряжение на катушке индуктивности L 1 представлено в уравнении (1), а другие выражения записываются следующим образом.

VL1 = Vin = L1diL1dt (1) Vc + Vin = L2diL2dt + Vd + Vout (2) iCout = CoutdVCoutdt = VoutR-iL2 (4)

Режим-II

Текущий поток во время этого режима показан на рисунке 3B. В этом режиме переключатель MOSFET выключен. Из-за этого в работе преобразователя есть два контура. На конденсатор связи подается напряжение через катушки индуктивности L 1 и L 2 .В этом режиме оба индуктора начинают выделять энергию. Катушка индуктивности L 2 также разряжается, а выходной конденсатор подает ток нагрузки. Напряжение на переключателе MOSFET равно разнице между напряжением на катушке индуктивности L 1 и напряжением источника. Различные выходные уравнения в режиме II представлены следующим образом.

Вин = L1diL1dt + Vc + L2diL2dt (5) L2diL2dt = Vin-Vout (6) iCout = CoutdVCoutdt = VoutR-iL2 (8)

Анализ устойчивого состояния и сравнение преобразователя

Статистический анализ предлагаемого преобразователя представлен при работе CCM.Преобразование напряжения предлагаемого преобразователя является наиболее важным параметром, и то же самое может быть получено из двух вышеуказанных режимов работы преобразователя. Энергетический баланс в предлагаемом преобразователе достигается за счет цикла зарядки и разрядки индукторов L 1 и L 2 . Среднее напряжение катушек индуктивности за один цикл переключения равно нулю. Среднее напряжение катушки индуктивности выводится из вышеуказанных уравнений. Уравнение среднего напряжения представлено в уравнениях (9, 10).

DVin + (1-D) (Vin-VC) = 0 (9) D (Vin + VC + Vout) + (1-D) (Vin-Vout) = 0 (10)

Из Уравнений (9, 10), напряжение на конденсаторе и коэффициент усиления по напряжению преобразователя указаны в Уравнениях (11, 12).

М = ВаутВин = 11-Д (12)

Как видно из уравнения (12), коэффициент усиления по напряжению предлагаемого преобразователя аналогичен коэффициенту усиления традиционного повышающего преобразователя. Поэтому предлагаемый преобразователь можно сравнить с обычными преобразователями SEPIC и Cuk. Преобразователи могут быть проанализированы на основе текущих нагрузок и напряжений на переключателе MOSFET в режимах DCM и CCM, коэффициента усиления по напряжению и минимальных требований к индуктивности.В таблице 1 показаны основные параметры преобразователя и других обычных преобразователей.

Таблица 1 . Оценка предлагаемого модифицированного преобразователя SEPIC с традиционными преобразователями.

Напряжение на переключателе MOSFET и диоде определяется в зависимости от режима работы. Напряжение на диоде представлено в уравнении (13).

Vd = -VC = -11-DVin (13)

В режиме II переключатель MOSFET выключен. Таким образом, напряжение на переключателе MOSFET представлено в уравнении (14).

Vs = Vin-VL1 = VC = 11-DVin (14)

Энергетический баланс достигается между входом и выходом индуктивными элементами. На основе уравнения вольт-секундного баланса ток через катушки индуктивности i L1 и i L2 рассчитывается следующим образом, и, кроме того, получается текущая нагрузка на переключатель MOSFET.

Вин (iL1-iL2) = VoutIout (15)

Из уравнения (15) ток через катушки индуктивности получается следующим образом.

iL2 = iout = VoutR (17)

На основании вышеупомянутых уравнений текущая нагрузка на диод и переключатель MOSFET получается следующим образом.

id = iout = VoutR (18)

Ток катушки индуктивности колеблется между минимальным и максимальным значением в зависимости от индуктивности и считается важным элементом конструкции преобразователя. Таким образом, пульсации тока катушки индуктивности и ее соответствующая индуктивность рассчитываются с учетом рабочих ступеней преобразователя. Пик-пик пульсации тока за один период переключения рассчитывается следующим образом.

ΔiL1 = ДЦЛ1Вин (20) ΔiL2 = ДЦЛ2Вин (21)

Значения индуктивностей определяют границу между режимами работы DCM и CCM предлагаемого преобразователя.Предполагая, что минимальный ток индуктора (I L, min ) равен нулю, минимальная индуктивность индукторов рассчитывается следующим образом.

ИЛ, мин = ИЛ-ΔIL2 (22) L1, min = (1-D) 2R2Fs (23) L2, min = D (1-D) R2Fs (24)

Где ΔI L — это пульсации тока обоих катушек индуктивности, и это определяется как ( DT s / L ) V s . Пульсации выходного напряжения предлагаемого преобразователя могут быть получены с помощью дифференциальных уравнений.Поскольку предлагаемый преобразователь имеет два конденсатора, выходное напряжение можно записать следующим образом.

ΔVCout = ΔVout (26) ΔVoutVout = D (1-D) RCoutFs (27)

Результаты и дальнейшее обсуждение

Предлагаемый преобразователь и традиционные преобразователи, такие как преобразователь SEPIC и преобразователи Cuk, моделируются с помощью программного обеспечения MATLAB / Simulink. Для проверки эффективности предложенного модифицированного преобразователя SEPIC изготовлен экспериментальный образец, который испытывается в лаборатории.Элементы хранения, такие как L 1 , L 2 , C и C из , выбираются согласно предыдущим обсуждениям. Катушки индуктивности выбираются на основе уравнений (23, 24) с учетом работы преобразователя CCM. Различные параметры предлагаемого модифицированного преобразователя SEPIC как для моделирования, так и для экспериментального исследования представлены в таблице 2. Параметры моделирования преобразователя SEPIC и преобразователя Cuk также перечислены в таблице 2.

Таблица 2 .Технические характеристики предлагаемого преобразователя SEPIC и других преобразователей.

Исследование моделирования

Согласно значениям, представленным в таблице 2, преобразователи спроектированы и смоделированы с использованием программного обеспечения MATLAB / Simulink. Для проверки работоспособности предлагаемого преобразователя были также смоделированы традиционные преобразователи, такие как преобразователь Cuk и SEPIC. Для упрощенного анализа выходное напряжение преобразователя Cuk принимается как положительное напряжение; однако фактическое выходное напряжение преобразователя Cuk отрицательное.Во-первых, предлагаемый преобразователь моделируется с рабочим циклом (D) 0,6, и результаты показаны на рисунке 4.

Рисунок 4 . Различные формы сигналов моделирования предлагаемого преобразователя; (A) Ток индуктора, i L1 , (B) Ток индуктора, i L2 , (C) Входной ток, I in , (D) Напряжение напряжения полевого МОП-транзистора, (E) Напряжение тока полевого МОП-транзистора, (F) Напряжение диода, (G) Напряжение на конденсаторе связи.

Как видно на Рисунке 4, предлагаемый преобразователь работает в режиме CCM. Как показано на рисунках 4A, B, токи индуктивности (i L1 и i L2 ) колеблются в пределах от -0,55 A до -0,62 A и от 0,83 A до 0,91 A, соответственно. Этот результат доказывает, что предлагаемый преобразователь работает в режиме CCM. Другим существенным преимуществом предлагаемого преобразователя является постоянный (постоянный) входной ток, то же самое можно увидеть на Рисунке 4C. Входной ток колеблется в пределах 1.38 А и 1,52 А. Таким образом, входной ток пульсаций предлагаемого преобразователя составляет 0,14 А, что меньше, чем у обычного преобразователя SEPIC и преобразователя Cuk. На рисунках 4D, E показаны напряжение и текущая нагрузка полевого МОП-транзистора соответственно. Максимальное напряжение переключателя MOSFET составляет 49,5 В, а текущее напряжение — 1,5 А. На рисунке 4F показано напряжение напряжения диода, оно равно напряжению на конденсаторе связи. На рисунке 4G показано напряжение на конденсаторе, при этом среднее напряжение составляет 49 В.Следовательно, напряжение на диоде равно 49 В, как показано на рисунке 4F. Согласно предыдущему обсуждению, предлагаемый преобразователь и другие традиционные преобразователи, такие как преобразователь SEPIC и преобразователь Cuk, также смоделированы для рабочего цикла 0,6. Форма волны выходного напряжения нагрузки всех преобразователей показана на рисунке 5.

Рисунок 5 . Форма кривой выходного напряжения нагрузки всех преобразователей при D = 0,6.

Сопротивление нагрузки всего преобразователя поддерживается постоянным на уровне 85 Ом, а выходное напряжение преобразователя SEPIC и преобразователя Cuk составляет 29.37 В (выходное напряжение преобразователя Cuk предполагается положительным). При этом выходное напряжение нагрузки предлагаемого модифицированного преобразователя SEPIC составляет 49,19 В, что в 0,7 раза выше, чем у обычного преобразователя SEPIC. Также отмечено, что время установления у всех преобразователей практически одинаково. Сделан вывод, что преобразователь, предложенный в этой статье, имеет больший коэффициент усиления по напряжению, чем традиционный преобразователь SEPIC с тем же количеством компонентов. Такое высокое усиление напряжения возможно только за счет изменения соединений обычного преобразователя SEPIC, но не за счет увеличения / уменьшения элементов памяти или коммутационных устройств.Предлагаемый преобразователь также смоделирован для различных рабочих циклов, таких как 0,4, 0,5, 0,6 и 0,7. Продолжительность переключения преобразователя изменяется каждые 0,5 с. Форма выходного напряжения нагрузки показана на рисунке 6.

Рисунок 6 . Форма волны выходного напряжения нагрузки всех преобразователей при разном рабочем цикле.

Вначале все преобразователи работают с D = 0,4, выходное напряжение SEPIC, Cuk и предлагаемого преобразователя составляло 13,57 В, 13.57 В и 32,51 В соответственно. При t = 0,5 с рабочий цикл изменяется на D = 0,5, а выходное напряжение регистрируется как 19,18 В, 19,18 В и 39,17 В соответственно. При t = 1 с рабочий цикл изменяется на D = 0,6, а выходное напряжение составляет 29,38 В, 29,38 В и 49,16 В соответственно. При t = 1,5 с рабочий цикл изменяется на D = 0,7, а выходное напряжение составляет 46,35 В, 46,35 В и 65,72 В соответственно. Наблюдается и делается вывод, что дежурный до D = 0.5, преобразователь SEPIC и преобразователь Cuk действуют как понижающий преобразователь, а после D = 0,5 традиционные преобразователи действуют как повышающий преобразователь. Принимая во внимание, что предлагаемый преобразователь действует как повышающий преобразователь независимо от рабочего цикла, как и обычный повышающий преобразователь с возможностью постоянного входного тока.

Экспериментальное исследование

Опытный образец преобразователя разработан и проверен в лабораторных условиях по параметрам, приведенным в таблице 2.Экспериментальный прототип показан на рисунке 7. Две катушки индуктивности преобразователя выбраны как связанные индукторы с ферритовым сердечником EE33. Две витые медные проволоки (21 SWG) намотаны на ферритовый сердечник для обеспечения требуемого значения индуктивности, а витая пара может минимизировать скин-эффект и сопротивление катушки. Конденсатор с металлизированной пленкой из полипропилена выбран для конденсатора связи с низким ESR (≈ 12,2 мОм). Для работы преобразователя требуется переключатель N-канального полевого МОП-транзистора с низким сопротивлением в открытом состоянии, поэтому выбран полевой МОП-транзистор IRFB4310, имеющий 5 Ом.Сопротивление в открытом состоянии 6 мОм, выдерживает до 100 В, 140 А.

Рисунок 7 . Опытный образец предлагаемого преобразователя.

Преобразователю требуется быстродействующий диод для направления тока. Поэтому выбран диод с быстрым восстановлением BY399, который имеет меньшее падение напряжения в прямом направлении (<1,1 В) и меньшее время восстановления в обратном направлении (<500 нс). Импульс ШИМ генерируется с помощью отладочной платы MSP430FR2355 Texas Instrument. ШИМ-импульс 20 кГц с рабочим циклом 60% подается на драйвер MOSFET через оптоизолятор.Переключатель MOSFET приводится в действие оптоизолятором 4N25 и драйвером MOSFET IR2113. Предлагаемый прототип преобразователя рассчитан на 50 Вт. При необходимости мощность предлагаемого преобразователя может быть увеличена за счет использования схем ячеек-умножителей. Внедрение схемы умножителя в этой статье не обсуждается. Экспериментальные формы сигналов показаны на рисунке 8.

Рисунок 8 . Экспериментальные формы сигналов преобразователя для рабочего цикла 60%. (A) Входное напряжение, В в и входной ток, I в ; (B) ток индуктора, i L1 и напряжение затвор-исток, В gs ; (C) ток индуктора, i L2 и напряжение затвор-исток, В gs ; (D) Напряжение тока MOSFET , напряжение напряжения MOSFET, В с ; (E) Напряжение напряжения MOSFET, В с и напряжение диода, В d ; (F) Ток индуктора, i L1 и напряжение на конденсаторе, В c , (G) Входное напряжение, В i и выходное напряжение, В на выходе .

Постоянный входной ток — одна из ключевых целей этой статьи, и то же самое можно увидеть на Рисунке 8A. Входной ток при полной нагрузке составляет 1,424 А (в среднем). Входной ток колеблется от 0,9 до 1,72 А и никогда не достигает нуля. Токи индуктора, такие как i L1 и i L2 , показаны на рисунках 8B, C соответственно. Из рисунков 8B, C видно, что преобразователь работает в режиме CCM. Пик-пик пульсации тока индуктивности согласно уравнениям 20, 21 выбран равным 0.43 A. На рисунке 8B пульсирующий ток (Δ i L 1 ) наблюдается как 0,45 A (колебания между 0,56 A − 0,11 A), а на рисунке 8C — пульсирующий ток (Δ i L 2 ) наблюдается как 0,44 A (колебания между 0,71 A − 1,15 A). Этот результат демонстрирует хорошее согласие между теоретическим анализом и экспериментальной установкой. Напряжение на полевом МОП-транзисторе и напряжение диода можно наблюдать на рисунках 8D, E соответственно.Согласно уравнениям 13, 14 максимальное напряжение напряжения переключателя MOSFET и диода равно ± из В. Следовательно, напряжение напряжения полевого МОП-транзистора и диода должно быть равным 50 В, когда рабочий цикл переключателя равен 0,6. То же самое можно четко наблюдать в формах сигналов, показанных на рисунках 8D, E. Согласно уравнению 19 текущее напряжение переключателя MOSFET равно 0,88 A. Из рисунка 8D, текущее напряжение составляет 0,84 A. Согласно уравнению 11 напряжение на конденсаторе связи равно выходному напряжению преобразователь, равный 50 В.Напряжение на конденсаторе связи, показанное на рисунке 8F, равно 49 В. На рисунке 8G показаны выходное напряжение и форма волны входного напряжения. Согласно уравнению 12, выходное напряжение преобразователя для рабочего цикла D = 0,6 равно 50 В. Экспериментально преобразователь достигает 49 В, и этот результат демонстрирует хорошее согласие между теоретическим анализом и экспериментальной установкой. Разницей в напряжении (≈ 1 В) можно пренебречь из-за падения напряжения в других компонентах. Предлагаемый преобразователь сравнивается с другими традиционными преобразователями с точки зрения усиления напряжения и эффективности.На рисунке 9 показано сравнение производительности предлагаемого преобразователя.

Рисунок 9 . Оценка работоспособности предлагаемого преобразователя; (A) Коэффициент усиления напряжения для нескольких рабочих циклов, (B) КПД при различной продолжительности включения, (C) КПД при различных условиях нагрузки.

Из приведенных выше обсуждений и сравнения характеристик, представленных на рисунке 9, можно сделать вывод, что предлагаемый преобразователь превосходит все аспекты, такие как постоянный входной ток, высокое усиление напряжения и высокая эффективность преобразования без добавления каких-либо дополнительных компонентов с обычным преобразователем SEPIC. .Предлагаемый преобразователь лучше всего подходит для многоуровневой структуры повышения в солнечных фотоэлектрических системах или энергетических системах на основе топливных элементов вместо традиционных преобразователей SEPIC. Наконец, сделан вывод, что предлагаемый преобразователь SEPIC может обеспечить эффективность преобразования при полной нагрузке, равную 94,2, и максимальную эффективность преобразования 95,64%.

Заключение

Конвертер, обсуждаемый в этой статье, улучшает коэффициент преобразования напряжения по сравнению с другими традиционными преобразователями постоянного тока в постоянный.Предлагаемый преобразователь SEPIC анализируется в работе CCM, моделируется, реализуется и сравнивается с традиционными преобразователями SEPIC и Cuk. Для предлагаемого преобразователя проведен анализ различных характеристик, таких как ток пульсации индуктора, преобразование напряжения, напряжение переключателя и диода, а также КПД преобразователя. Предлагаемый преобразователь разработан на основе теоретических рассуждений. Результаты, полученные в результате моделирования и экспериментов, находятся на одном уровне с теоретическими обсуждениями.Эффективность преобразования предлагаемого преобразователя составляет более 92% для различных рабочих циклов, а максимальный КПД равен 95,64% при 30 Вт. Эта высокая эффективность преобразования делает предлагаемый преобразователь наиболее подходящим для многоуровневой структуры повышения напряжения. Коэффициент усиления напряжения преобразователя можно дополнительно увеличить, добавив схемы умножителя напряжения, и это будет обсуждаться и развиваться в будущих сообщениях. Существенным вкладом в этот документ является то, что обычный преобразователь SEPIC расширен без добавления какого-либо дополнительного оборудования, и он ведет себя как традиционный повышающий преобразователь со следующими дополнительными функциями.(i) высокий коэффициент усиления по напряжению, (ii) высокая эффективность преобразования, (iii) постоянный входной ток и (iv) меньшая пульсация выходного напряжения.

Заявление о доступности данных

Необработанные данные, подтверждающие выводы этой статьи, будут предоставлены авторами без излишних оговорок любому квалифицированному исследователю.

Авторские взносы

Исследовательское моделирование, эксперименты, анализ, проверка и формирование общей схемы были выполнены MP. Обзор литературы, математический анализ, моделирование и корректура были выполнены RS.Редизайн аппаратных компонентов, экспериментальное тестирование, отредактированная статья и окончательная корректура CK.

Конфликт интересов

Авторы заявляют, что исследование проводилось при отсутствии каких-либо коммерческих или финансовых отношений, которые могут быть истолкованы как потенциальный конфликт интересов.

Список литературы

Амир, А., Амир, А., Че, Х. С., Эльхатеб, А., и Абд Рахим, Н. (2019). Сравнительный анализ топологий DC-DC преобразователя с высоким коэффициентом усиления для фотоэлектрических систем. Обновить. Энергия 136, 1147–1163. DOI: 10.1016 / j.renene.2018.09.089

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Ансари, С. А., Могани, Дж. С. (2019). Новый преобразователь SEPIC с несвязанной катушкой индуктивности с высоким коэффициентом усиления. IEEE Trans. Industr. Электр . 66, 7099–7108. DOI: 10.1109 / TIE.2018.2878127

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Бабаи Э., Кангарлу М. Ф., Сабахи М. и Ализаде-Пахлавани М. Р. (2013). Каскадный многоуровневый инвертор с использованием под-многоуровневых ячеек. Электр. Power Syst. Res . 96, 101–110. DOI: 10.1016 / j.epsr.2012.10.010

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Банаи, М. Р., и Бонаб, Х. А. Ф. (2016). Новаторская конструкция для неизолированного бестрансформаторного понижающе-повышающего преобразователя постоянного тока с одним переключателем. IEEE Trans. Industr. Электр . 64, 198–205. DOI: 10.1109 / TIE.2016.2608321

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Бутикки, Г., Коста, Л. Ф., и Лизер, М. (2019). Многопортовый преобразователь постоянного тока в постоянный для системы распределения электроэнергии более электрического самолета. Math. Комп. Simul . 158, 387–402. DOI: 10.1016 / j.matcom.2018.09.019

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Chen, S.J., Yang, S.P., Huang, C.M., Chou, H.M., и Shen, M.J. (2018). Преобразователь постоянного тока с чередованием и высоким повышением на основе ячейки умножителя напряжения и методов суммирования напряжения для приложений возобновляемой энергетики. Энергии 11: 1632. DOI: 10.3390 / en11071632

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Дивакар, Б.П., Ченг, К. В. Э. и Сутанто, Д. (2008). Повышающий импульсный преобразователь нулевого напряжения и нулевого тока с низкими напряжениями и токами. IET Power Electr . 1, 297–304. DOI: 10.1049 / IT-PEL: 20070038

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Хегази, О., Мирло, Дж. В., и Латэр, П. (2012). Анализ, моделирование и реализация преобразователя постоянного / постоянного тока с чередованием из нескольких устройств для гибридных электромобилей на топливных элементах. IEEE Trans. Мощность Электр .27, 4445–4458. DOI: 10.1109 / TPEL.2012.2183148

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Кауан М., Бухелифа А. и Черити А. (2015). «Понижающий-повышающий преобразователь с регулируемым выходным напряжением с двойным переключателем для фотоэлектрической энергетики», Труды 3-й Международной конференции по возобновляемым и устойчивым источникам энергии (Марракеш), 1–6. DOI: 10.1109 / IRSEC.2015.7455114

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Кирчоглу, О., Унлу, М., и Чамур, С.(2016). «Моделирование и анализ DC-DC преобразователя SEPIC со связанными катушками индуктивности», в Труды Международного симпозиума по промышленной электронике (Баня-Лука), 1–5. DOI: 10.1109 / INDEL.2016.7797807

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Натараджан С., Падмавати П., Калвакурти Дж. Р., Бабу Т. С., Рамачандарамурти В. К. и Падманабан С. (2019). Проведено подавление спектральных пиков электромагнитных помех в luo-конвертере с использованием метода хаотической ШИМ на основе FPGA. Электр. Power Comp. Syst. 47, 838–848. DOI: 10.1080 / 15325008.2019.1629510

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Парк К., Мун Г. и Юн М. (2010). Неизолированный повышающий преобразователь с высоким повышением, интегрированный с преобразователем SEPIC. IEEE Trans. Мощность Электр . 25, 2266–2275. DOI: 10.1109 / TPEL.2010.2046650

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Поп-Калиману, И. М., Лика, С., Попеску, С., Ласку, Д., Ли, И., и Мирсу, Р.(2019). Новый повышающий DC-DC преобразователь на основе гибридной катушки индуктивности, подходящий для применения в фотоэлектрических системах. Энергия 12: 252. DOI: 10.3390 / en12020252

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Премкумар М., Картик К. и Соумья Р. (2018a). Сравнительное исследование и анализ традиционных преобразователей постоянного тока в постоянный ток на основе фотоэлектрических систем и методов MPPT. Ind. J. Electr. Англ. Комп. Sci . 11, 831–838. DOI: 10.11591 / ijeecs.v11.i3.pp831-838

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Премкумар, М., Sowmya, R., and Karthick, K. (2018b). Набор данных исследования проектных параметров для солнечного фотоэлектрического контроллера заряда. Краткий обзор данных . 21, 1954–1962. DOI: 10.1016 / j.dib.2018.11.064

PubMed Аннотация | CrossRef Полный текст | Google Scholar

Премкумар М. и Сумитира Т. Р. (2019a). Разработка и внедрение новой топологии неизолированного микропреобразователя постоянного тока в постоянный с эффективной схемой ограничения. J. Circuits Syst. Comp . 28: 1950082. DOI: 10.1142 / S0218126619500828

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Премкумар, М., Сумитира, Т. Р. (2019b). Разработка и внедрение новой топологии бестрансформаторного прямого микроинвертора на базе солнечных батарей. J. Electr. Англ. Технол . 14, 145–155. DOI: 10.1007 / s42835-018-00036-2

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Премкумар М., Сумитира Т. Р. и Соумья Р. (2018c). Моделирование и реализация каскадного многоуровневого инвертора в виде микроинвертора на базе солнечных фотоэлектрических систем с использованием ПЛИС. Внутр. J. Intell. Англ. Syst . 11, 18–27. DOI: 10.22266 / ijies2018.0430.03

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Росас-Каро, Дж. К., Санчес, В. М., Вальдес-Ресендис, Дж. Э., Майо-Мальдонадо, Дж. К., Бельтран-Карбахал, Ф., и Вальдеррабано-Гонсалес, А. (2018a). «Квадратичный повышающий преобразователь с положительным выходным напряжением и постоянным входным током», Труды Международной конференции по электронике, связи и компьютерам , (Чолула), 152–158.DOI: 10.1109 / CONIELECOMP.2018.8327191

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Росас-Каро, Дж. К., Вальдес-Ресендиз, Дж. Э., Майо-Мальдонадо, Дж. К., Алехо-Рейес, А., и Вальдеррабано-Гонсалес, А. (2018b). Квадратичный повышающий преобразователь с положительным выходным напряжением и конструкцией с минимальной точкой пульсации. IET Power Electr . 11, 1306–1313. DOI: 10.1049 / iet-pel.2017.0090

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Сараванан, С., Бабу, Н. Р. (2015).«Анализ производительности повышающего преобразователя и преобразователя Cuk в фотоэлектрической системе на основе MPPT», Международная конференция по схемам, силовым и вычислительным технологиям (Nagercoil), 1–6. DOI: 10.1109 / ICCPCT.2015.7159425

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Селван, Э., Парк, Г., Гаджич, З. (2015). Оптимальное управление преобразователем Cuk, используемым в солнечных элементах, с помощью метода скачкообразного изменения параметров. Приложение IET Control Theory Appl . 9, 893–899. DOI: 10.1049 / iet-cta.2014.0258

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Шамшуддин, М.А., Бабу, Т. С., Драгичевич, Т., Миятаке, М., и Раджашекар, Н. (2017). Техника управления энергией на основе приоритетов для интеграции солнечных фотоэлектрических систем, батарей и топливных элементов в автономную микросеть постоянного тока. Электр. Power Comp. Syst . 45, 1881–1891. DOI: 10.1080 / 15325008.2017.1378949

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Юсри Д., Бабу Т. С., Аллам Д., Рамачандарамурти В. К. и Этиба М. Б. (2019). Новый алгоритм хаотического опыления цветов для глобального отслеживания точки максимальной мощности для фотоэлектрической системы в условиях частичного затенения. Доступ IEEE . 7, 121432–121445. DOI: 10.1109 / ACCESS.2019.2937600

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Цзэн, Т., Ву, З., и Хе, Л. (2019). Повышающий преобразователь с чередованием и плавным переключением, с низким уровнем пульсаций входного тока и высоким КПД. Доступ IEEE . 7, 93580–93593. DOI: 10.1109 / ACCESS.2019.2928227

CrossRef Полный текст | Google Scholar

Повышающие преобразователи

| Повышающий регулятор IC

Повышающие преобразователи, также известные как повышающие преобразователи, представляют собой устройства преобразования мощности постоянного тока в постоянный (тип импульсного преобразователя), используемые для увеличения напряжения от входного источника к его выходу с одновременным понижением электрический ток.Входная мощность может поступать от любого подходящего источника постоянного тока, такого как батареи, солнечные панели, выпрямители и генераторы постоянного тока. Повышающие преобразователи содержат по меньшей мере два полупроводника, таких как диоды или транзисторы, и по меньшей мере один элемент накопления энергии, такой как конденсатор, катушка индуктивности, или он может содержать оба в комбинации.

RS Components предлагает ряд повышающих преобразователей различных производителей, включая Analog Devices, Maxim Integrated, Texas Instruments и другие.

Как работают повышающие преобразователи?

Повышающий преобразователь может накапливать энергию в своей катушке индуктивности и затем одновременно высвобождать ее при более высоком нагрузочном напряжении, чем было введено вначале, что делает его очень полезным для ускорения устройств.Чтобы сохранить мощность схемы (поскольку P = VI), выходной ток ниже, чем входной, чтобы учесть более высокое напряжение.

Преобразователи

Boost могут работать в основном в одном из двух режимов: непрерывно или прерывисто. В непрерывном режиме току никогда не позволяют достичь нуля во время процесса разряда (когда транзистор выключен), и, таким образом, катушка индуктивности может последовательно и эффективно создавать повышенное напряжение. В этом режиме время переключения транзистора между ВКЛ / ВЫКЛ рассчитано таким образом, что индуктор всегда быстро подключается обратно к входному источнику питания, никогда не позволяя полностью разрядить индуктор.

В качестве альтернативы, работа повышающего преобразователя в прерывистом режиме означает, что существует больший период времени между состоянием ВКЛ и состоянием ВЫКЛ транзистора. В течение этого времени катушка индуктивности может полностью разрядиться и оставаться неактивной до тех пор, пока транзистор снова не будет включен, и это колебание может вызвать пульсации напряжения.

Где используются повышающие преобразователи?

ЖК, OLED-дисплеи
  • Тактильные дисплеи
  • Портативные устройства, такие как планшеты, MP3-плееры и мобильные телефоны
  • Сканеры штрих-кода
  • % PDF-1.5 % 1 0 объект > >> эндобдж 4 0 obj / CreationDate (D: 20130628013727 + 05’30 ‘) / ModDate (D: 20130628013727 + 05’30 ‘) /Режиссер >> эндобдж 2 0 obj > эндобдж 3 0 obj > эндобдж 5 0 obj > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание [46 0 R 47 0 R 48 0 R] / Группа> / Вкладки / S / StructParents 0 / Аннотации [49 0 R] >> эндобдж 6 0 obj > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 53 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 1 >> эндобдж 7 0 объект > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 57 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 2 >> эндобдж 8 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 58 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 11 >> эндобдж 9 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 60 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 12 >> эндобдж 10 0 obj > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 62 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 13 >> эндобдж 11 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 63 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 14 >> эндобдж 12 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 64 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 15 >> эндобдж 13 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 65 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 16 >> эндобдж 14 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 66 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 17 >> эндобдж 15 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / Аннотации [67 0 R 68 0 R 69 0 R 70 0 R 71 0 R 72 0 R 73 0 R 74 0 R 75 0 R 76 0 R] / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 77 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 18 >> эндобдж 16 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / Аннотации [78 0 R 79 0 R 80 0 R 81 0 R 82 0 R 83 0 R 84 0 R 85 0 R 86 0 R] / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 87 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 29 >> эндобдж 17 0 объект > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 89 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 3 >> эндобдж 18 0 объект > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 92 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 4 >> эндобдж 19 0 объект > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 94 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 5 >> эндобдж 20 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 96 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 39 >> эндобдж 21 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 98 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 40 >> эндобдж 22 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 100 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 41 >> эндобдж 23 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 101 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 42 >> эндобдж 24 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 102 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 43 >> эндобдж 25 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 103 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 44 >> эндобдж 26 0 объект > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 105 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 6 >> эндобдж 27 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 106 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 45 >> эндобдж 28 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 107 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 46 >> эндобдж 29 0 объект > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 109 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 7 >> эндобдж 30 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 110 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 47 >> эндобдж 31 0 объект > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 113 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 8 >> эндобдж 32 0 объект > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 116 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 9 >> эндобдж 33 0 объект > / XObject> / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 118 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 10 >> эндобдж 34 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 119 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 48 >> эндобдж 35 0 объект > / ProcSet [/ PDF / Text / ImageB / ImageC / ImageI] >> / MediaBox [0 0 612 792] / Содержание 121 0 руб. / Группа> / Вкладки / S / StructParents 49 >> эндобдж 36 0 объект > эндобдж 37 0 объект > эндобдж 38 0 объект > эндобдж 39 0 объект > эндобдж 40 0 объект > эндобдж 41 0 объект > эндобдж 42 0 объект > эндобдж 43 0 объект > эндобдж 44 0 объект > >> / BBox [0 0 107.29 108,71] / Матрица [0,6711 0 0 0,66234 0 0] / Фильтр / FlateDecode >> транслировать х + * @ 02 L« B53

    MT3608 Миниатюрный регулируемый модуль повышения напряжения постоянного и переменного тока

    Описание

    Миниатюрный регулируемый усилитель постоянного и постоянного тока MT3608 — это недорогой модуль, который может повышать входное напряжение от 2,5 до 24 В до выходного напряжения от 5 до 28 В при силе тока до 1,5 А.

    В ПАКЕТЕ:
    • MT3608 Миниатюрный регулируемый модуль повышения напряжения постоянного тока

    КЛЮЧЕВЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ MT3608 MINI РЕГУЛИРУЕМЫЙ МОДУЛЬ УСИЛИТЕЛЯ DC-DC:
    • Малый размер
    • Микросхема преобразователя MT3608
    • Регулируемое выходное напряжение с помощью регулировочного потенциометра
    • Превосходное регулирование нагрузки и напряжения
    • Выходной ток до 1.5А
    • Диапазон входного напряжения от 2,5 до 24 В
    • Диапазон выходного напряжения от 5 до 28 В

    Повышающие преобразователи постоянного тока в постоянный повышают входное напряжение до более высокого напряжения, а также понижают доступный ток, поскольку модуль не может выдавать больше мощности, чем вводит.

    Этот повышающий преобразователь регулируется и способен выдавать напряжение в диапазоне от 5,0 до 28 В при непрерывном токе до 1,5 А в зависимости от настроек входного / выходного напряжения, причем 1 А доступен для большинства настроек.

    Поскольку это повышающий преобразователь, входное напряжение должно быть ниже выходного напряжения.

    Устройство может использовать керамические конденсаторы большой емкости с низким ESR, а не электролитические колпачки, что позволяет избежать долговременного старения и способствует компактной упаковке.

    Микросхема преобразователя MT3608 имеет встроенные функции ограничения тока и температуры для безопасного отключения устройства при слишком сильном воздействии.

    Регулировка напряжения

    Модуль имеет многооборотный потенциометр для регулировки выходного напряжения.

    При повороте потенциометра по часовой стрелке выходное напряжение уменьшается, а при повороте против часовой стрелки выходное напряжение увеличивается.

    Верхний предел диапазона регулировки будет зависеть от входного напряжения и нагрузки. Например, для входа 9 В при 1 А верхний предел напряжения будет примерно 20 В.

    Соединения модулей

    Это компактные платы с 4 площадками для пайки для подключения. Проволока обычно припаивается к контактной площадке.

    • VIN + = входное напряжение
    • VIN- = Земля
    • ВЫХ + = Выходное напряжение
    • OUT- = Земля.Совместно с VIN- на модуле

    РЕЗУЛЬТАТЫ ОЦЕНКИ:

    По цене это достойные модули, которые можно использовать в ряде некритичных приложений. Они работают лучше всего, когда выходной ток находится на нижнем конце диапазона, например 500 мА или около того. Если вы попытаетесь получить более высокий ток от модуля, регулирование напряжения и нагрузки может стать плохим, и в этом случае модуль будет работать лучше всего при достаточно стабильной нагрузке и входном напряжении.

    Напряжение пульсации — Измерено при типичном напряжении 500 мВ.Он может значительно выиграть от добавления конденсатора фильтра большой емкости на выходе. В одном наихудшем тестовом случае конденсатор на 100 мкФ снизил пульсацию с 0,9 В до 30 мВ

    Регулировка напряжения — Когда выход настроен на нагрузку 12 В и 500 мА, изменение входного напряжения в диапазоне 5–9 В приводило к изменению выходного напряжения на 0,11 В.

    Регулировка нагрузки — При входе 5 В и выходе, настроенном на 12 В, изменение нагрузки в диапазоне от 0,0 А до 0,5 А привело к 0.Изменение 17В на выходе. Дальнейшее увеличение нагрузки до 1А привело к падению 1,3В

    Эти модули потребляют 1 мА или около того в режиме ожидания, поэтому при использовании с аккумулятором они могут разрядить аккумулятор, когда они не используются, если он не отключен.

    ДО ОТГРУЗКИ ЭТИ МОДУЛИ ЯВЛЯЮТСЯ:

    • Проверено
    • Выход установлен на 12В
    • Проверено под нагрузкой 5 В на входе, 12 на выходе при 500 мА
    • Упакован в высококачественный герметичный пакет ESD для защиты и удобства хранения.

    ДАЛЬНЕЙШЕЕ ЧТЕНИЕ

    Для получения дополнительной информации о преобразователях постоянного тока в постоянный, см. Нашу страницу «Обзор преобразователя постоянного тока » .

    Примечания:

    1. Обязательно правильно подключите входные и выходные соединения перед подачей питания, чтобы избежать возможного повреждения модуля.
    2. При более высоких токовых нагрузках компоненты могут сильно нагреваться, поэтому будьте осторожны при обращении.

    Технические характеристики

    Максимальные характеристики
    V IN Входное напряжение 2.5 — 24В
    I O Максимальный выходной ток (пик) 1,5A
    Эксплуатационные характеристики
    В О Диапазон выходного напряжения 5 — 28В
    I O Выходной ток (макс. Длительный) 1.0A (рекомендуется)
    Частота переключения 1.2 МГц
    Пульсация на выходе 500 мВ (типичное измерение)
    КПД Зависит от нагрузки До 92%
    Гальваническая развязка Неизолированный
    Размеры Д x Ш x В 37 x 17 x 7 мм (1,5 x 0,7 x 0,28 дюйма)
    Лист данных MT3608 IC
    .

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *