Снижение напряжения конденсатором: Как понизить переменное напряжение конденсатором, как его рассчитать?

Содержание

Расчет емкости гасящего конденсатора для паяльника

радиоликбез

В статье приводится методика расчета емкости гасящего конденсатора и напряжения но его выводах в цепи активной нагрузки,в частности паяльника, которая позволяет существенно сократить объем вычислений ,сведя их до минимума, что упрощает расчеты и сокращает время, необходимое для выбора гасящего конденсатора требуемой емкости и соответствующего номинального напряжения.

 

 

В приведенном материале предлагается методика расчета емкости конденсатора и напряжения на нем при его последовательном включении с паяльником, причем рассматриваются два варианта. В первом варианте необходимо уменьшить мощность паяльника на требуемую величину с помощью гасящего конденсатора, а во втором — включить низковольтный паяльник в сеть 220 В, погасив излишек напряжения конденсатором.

Осуществление первого варианта (рис.1) предполагает два вычисления с исходными данными (ток, потребляемый паяльником из сети I и сопротивление паяльника R1), затем два промежуточных вычисления (ток, потребляемый паяльником при меньшей его мощности на требуемую величину II и емкостное сопротивление конденсатора Rc) и, наконец, два последних вычисления, которые дают искомые

рис.1

величины емкость конденсатора С на частоте 50 Гц и напряжение на выводах конденсатора Uc). Таким образом, для решения задачи по первому варианту необходимо осуществить 6 вычислений.

По второму варианту (рис.2), чтобы решить задачу, необходимо произвести с исходными данными два вычисления, как и в первом варианте, а именно: найти ток

I, потребляемый паяльником из сети, и сопротивление паяльника R, затем следует одно промежуточное вычисление, из которого, как и в первом варианте, находится емкостное сопротивление конденсатора Rc и, наконец, два последних вычисления, из которых определяют емкость конденсатора С при частоте 50 Гц и на-

рис.2

пряжение на выводах конденсатора Uc. Таким образом, для решения задачи по второму варианту необходимо осуществить пять вычислений.

Решение задач по обоим вариантам требует определенных затрат во времени. Методика не позволяет сразу в одно действие, минуя исходные и промежуточные расчеты, определить емкость гасящего конденсатора и соответственно напряжение на его выводах.

Удалось найти выражения, которые позволяют сразу в одно действие вычислить емкость гасящего конденсатора, а затем напряжение на его выводах для первого варианта. Подобным образом получено выражение для определения емкости гасящего конденсатора для второго варианта.

Вариант 1. Располагаем паяльником 100 Вт 220 В и желаем эксплуатировать его при мощности 60 Вт, используя при этом последовательно включенный с ним гасящий конденсатор. Исходные данные: номинальная мощность паяльника Р = 100 Вт; номинальное напряжение сети U = 220 В; требуемая мощность паяльника Р1 = 60 Вт. Требуется вычислить емкость конденсатора и напряжение на его выводах согласно рис.1. Формула для расчета емкости гасящего конденсатора имеет вид:

С = Р∙106/2πf1U2(P/P1 — 1)0,5(мкФ).

При частоте питающей сети = 50 Гц формула принимает вид:

С =3184,71 Р/U2(Р/Р1— 1)0,5 =

=3184,71-100 /2202( 100/60-1 )=8,06 мкФ.

В контрольном примере емкость конденсатора равняется 8,1 мкФ, т.е. имеем полное совпадение результата. Напряжение на выводах конденсатора равно

Uс = (РР1)0,5 ∙106/2πf1СU (В).

При частоте сети f1 = 50 Гц формула упрощается:

Uc = 3184,71 (PP1)0,5/CU =

= 3184,71(60∙100)0,5/8,06 • 220 =

= 139,1 В.

В контрольном примере Uc = 138 В, т.е. практическое совпадение результата. Таким образом, для решения задачи по первому варианту вместо шести вычислений нужно сделать всего два (без промежуточных расчетов). При необходимости емкостное сопротивление конденсатора можно сразу вычислить по формуле:

Rc = U2(P/P, — 1)0,5/Р =

= 2202( 100/60 — 1)0,5/100 = 395,2 Ом.

В контрольном примере Rc = 394 Ом, т.е. практическое совпадение.

Вариант 2. Располагаем паяльником мощностью 25 Вт, напряжением 42 В и хотим включить его в сеть 220 В. Необходимо рассчитать емкость гасящего конденсатора, последовательно включенного в цепь паяльника, и напряжение на его выводах согласно рис.2. Исходные данные: номинальная емкость паяльника Р = 25 Вт; номинальное напряжение Ur = 42 В; напряжение сети U = 220 В. Формула для расчета емкости конденсатора имеет вид:

С = Р∙106/2πf1Ur(U2 — Ur2)0,5 мкФ.

При частоте сети f1 = 50 Гц формула принимает вид:

С = 3184,71 P/Ur(U2 — Ur2)0,5 =

= 3184,71 -25/42(2202 — 422) =

= 8,77 мкФ.

Напряжение на выводах конденсатора легко определить, пользуясь исходными данными, по теореме Пифагора:

Uc = (U2 — Ur2)0,5 = (2202 — 422) =

= 216 В.

Таким образом, для решения задачи по второму варианту вместо пяти вычислений необходимо осуществить только два. При необходимости величину емкостного сопротивления конденсатора, для данного варианта, можно определить по формуле:

Rc = Ur(U2 — Ur2)0,5/P =

= 42(2202 — 422)/25 = 362,88 Ом.

По контрольному примеру Rc = 363 Ом. Гасящий конденсатор С на приведенных рисунках желательно зашунтировать разрядным резистором МЛТ-0,5 номиналом 300…500 кОм.

Выводы. Предлагаемая методика расчета емкости гасящего конденсатора и напряжения на его выводах позволяет существенно сократить объем вычислений, сведя их до минимума.

К. В. Коломойцев.

Читайте также: Расчет бестрансформаторного блока питания

 

 


Включение сглаживающих конденсаторов при повышенном высоком напряжении

Наконец-то наступает момент, когда можно приступить к рассмотрению законченных и имеющих практическое применение схем блоков высоковольтного и низковольтного источников питания. Так как к схеме предусилителя всегда предъявляются более жесткие требования, необходимо рассмотрение начать со схемы источника питания, предназначенного для предусилительных каскадов. После этого можно будет просто использовать уже рассмотренные в деталях блоки для применения в других низкочастотных каскадах.

Однако, прежде чем начать рассмотрение конкретных схем, необходимо разобраться с техническими требованиями к источникам питания и их разумному выбору.

Выбор высоковольтного напряжения

Хотя параметры источника питания должны задаваться таким образом, чтобы соответствовать требованиям нагрузки (то есть в нашем случае аудиоусилителя), предварительный расчет источника питания дает неплохую возможность оценить, как именно необходимо его спроектировать, чтобы обеспечить необходимую величину питающего напряжения и при этом избежать ситуации, когда предъявляемые к техническим характеристикам блока питания чрезмерные требования приведут к слишком большим расходам на этапе практического воплощения его схемы.

В современной аппаратуре, включая как бытовую технику, так и компьютеры, с целью снижения себестоимости, уменьшения массо-габаритных показателей, на сегодняшний день наиболее часто используются не линейные, а импульсные источники питания. В импульсных источниках питания сетевое напряжение выпрямляется непосредственно (без трансформации), на выходе выпрямителя используется накопительный конденсатор. В Европе напряжение сетевого питания варьируется от 220 до 240 В, что приводит к значению напряжения на выходе выпрямителя порядка 325 В постоянного тока. В силу этого конденсаторы, рассчитанные на рабочее напряжение 385 В и имеющие небольшую собственную индуктивность, оказываются вполне доступными как по их номенклатуре, так и по стоимости, что делает их применение оправданным. Благодаря этой причине, конденсаторы, рассчитанные именно на рабочее напряжение 385 В являются наиболее ходовыми из относительно высоковольтных.

Итак, именно выбор рабочего напряжения сглаживающего накопительного конденсатора зачастую определяет верхний порог выбора питающего анодного напряжения усилителя. Исходя из вышесказанного, на начальном этапе проектирования можно считать, что в наличии есть выпрямленное напряжение 230 В на вторичной обмотке трансформатора и электролитический конденсатор на рабочее напряжение 385 В (как наиболее доступный) постоянного тока в качестве накопительного. При таком выборе питающего напряжения, вполне реализуема простейшая схема мостового выпрямления, нагруженная на один из сглаживающих фильтров, рассмотренных выше. С учетом падения напряжения на стабилизаторах напряжения и развязывающих демпферах, установленных между отдельными каскадами, можно предположить, что окончательное значение высоковольтного напряжения на лампах каждого каскада можно принять равным примерно 285 В. Именно по этой причине большинство схем, рассчитывались исходя из значения высокого напряжения 285 В.

Время от времени при проектировании усилителей возникает потребность применять более высокие значения питающего напряжения, однако, это вызывает дорогостоящие последствия, что станет вполне очевидным из следующего раздела.

В случаях, когда необходимо использовать более высокое значение высокого напряжения, например напряжения 430 В для пары ламп EL34, то сглаживающий конденсатор, рассчитанный на рабочее напряжение 450 В (такие конденсаторы также доступны в продаже), зачастую будет оказываться под более высоким напряжением в случае, если сетевое напряжение вдруг возрастет на 10% (значение, которое допускается существующими нормами на электросети). Существует два варианта избежать пробоя конденсатора: либо использовать конденсатор, рассчитанный на более высокие значения рабочего напряжения, который, как правило, будет бумажным или пленочным пластиковым типом конденсаторов, имеющих невысокое значение емкости, либо использовать последовательное включение одинаковых по емкости электролитических конденсаторов, чтобы получить необходимое значение результирующего рабочего напряжения такой конденсаторной батареи.

В случае, когда два конденсатора включены последовательно, ток, протекающий по ним, будет одинаковым, а заряды, накопленные на их обкладках, также будут равны (так как Q = It). Если значения емкости конденсаторов будут равны, то будут равны и напряжения на них (Q = CV).

К сожалению, даже если емкости конденсаторов будут равны, маловероятно, что значения токов утечки отдельно взятых электролитических конденсаторов окажутся равными, поэтому падения напряжения на конденсаторах также окажутся не равными друг другу. С целью выровнять падения напряжений и предохранить каждый конденсатор от превышения допустимого рабочего напряжения на нем, параллельно каждому конденсатору необходимо будет включить резистор (рис. 6.40), поэтому образующаяся цепь делителя напряжения заставит падения напряжения на конденсаторах быть равными.

Рис. 6.40 Стабилизирующие резисторы выравнивают падения напряжения на конденсаторах

Для того, чтобы гарантировать правильную работу, по цепи делителя напряжения должен будет протекать ток, величина которого должна, по крайней мере, в десять раз превышать ожидаемое значение токов утечки конденсаторов. Для этих целей чаще всего используются резисторы с сопротивлением 220 кОм. Исходя из этого, а также из требуемого тока делителя, необходимо рассчитать требуемую мощность рассеяния резисторов. Разумеется, — рассеяние этих резисторов является бесполезными потерями энергии.

Гораздо более рациональным способом является использование двух раздельных высоковольтных обмоток трансформатора с соответствующими цепями выпрямления и сглаживания пульсаций, и последовательным включением результирующих плавающих выходных напряжений для получения необходимого значения высоковольтного напряжения (рис. 6.41). Этот способ гарантирует, что напряжение на каждом из конденсаторов не превысит допустимого рабочего значения, однако, конструкция силового трансформатора при этом заведомо усложнится.

Необходимость разряда высоковольтных конденсаторов

В обеих предыдущих схемах, используемых для получения составного высоковольтного конденсатора, предназначенного для работы при напряжениях, превышающих значения рабочих напряжений каждого из отдельных конденсаторов, оказалось, что у одного из конденсаторов его отрицательный вывод будет отсоединен от шины с потенциалом земли. Это обстоятельство имеет очень большое значение, так как потенциал металлического корпуса электролитического конденсатора почти не отличается от потенциала его минусового вывода. Таким образом, корпуса при повышенных напряжениях должны быть не только изолированы от земляной шины (или шасси), но так же должны быть изолированы соответствующим образом, чтобы не допустить поражения электрическим током при случайном прикосновении к ним.

Рис. 6.41 Схема высоковольтного, превышающего значение 340 В, источника выпрямленного напряжения с электролитическими конденсаторами

Высоковольтный источник питания представляет собой источник повышенной электрической опасности, поэтому необходимо, чтобы всегда предпринимались меры для полного разряда накопительного и других сглаживающих конденсаторов после выключения питания оборудования. Следовательно, в каждом высоковольтном источнике питания должна быть предусмотрена цепь с чисто омическим сопротивлением, подключенная к точке с нулевым потенциалом и обеспечивающая стекание заряда с конденсаторов. Наиболее простым способом осуществить эту цель является подключение резистора с сопротивлением 220 Ом и мощностью рассеяния 2 Вт параллельно выводам накопительного электролитического конденсатора (как это было сделано в предыдущем случае), который не только разряжает этот конденсатор, но также разряжает последовательно включенные высоковольтные конденсаторы.

 

Как понизить напряжение — Мои статьи — Каталог статей

Как понизить напряжение сопротивлением?

Сопротивление ограничивает ток и при его протекании падает напряжение на сопротивление (токоограничивающий резистор). Такой способ позволяет понизить напряжение для питания маломощных устройств с токами потребления в десятки, максимум сотни миллиампер.

Примером такого питания можно выделить включение светодиода в сеть постоянного тока 12 (например, бортовая сеть автомобиля до 14.7 Вольт). Тогда, если светодиод рассчитан на питание от 3.3 В, током в 20 мА, нужен резистор R:

R=(14.7-3.3)/0.02)= 570 Ом

Но резисторы отличаются по максимальной рассеиваемой мощности:

P=(14.7-3.3)*0.02=0.228 Вт

Ближайший по номиналу в большую сторону — резистор на 0.25 Вт.

Именно рассеиваемая мощность и накладывает ограничение на такой способ питания, обычно мощность резисторов не превышает 5-10 Вт. Получается, что если нужно погасить большое напряжение или запитать таким образом нагрузку мощнее, придется ставить несколько резисторов т.к. мощности одного не хватит и ее можно распределить между несколькими.

Способ снижения напряжения резистором работает и в цепях постоянного тока и в цепях переменного тока.

Недостаток — выходное напряжение ничем нестабилизировано и при увеличении и снижении тока оно изменяется пропорционально номиналу резистора.

Как понизить переменное напряжение дросселем или конденсатором?

Если речь вести только о переменном токе, то можно использовать реактивное сопротивление. Реактивное сопротивление есть только в цепях переменного тока, это связно с особенностями накопления энергии в конденсаторах и катушках индуктивности и законами коммутации.

Дроссель и конденсатор в переменном токе могут быть использованы в роли балластного сопротивления.

Реактивное сопротивление дросселя (и любого индуктивного элемента) зависит от частоты переменного тока (для бытовой электросети 50 Гц) и индуктивности, оно рассчитывается по формуле:

где ω – угловая частота в рад/с, L-индуктивность, 2пи – необходимо для перевода угловой частоты в обычную, f – частота напряжения в Гц.

Реактивное сопротивление конденсатора зависит от его емкости (чем меньше С, тем больше сопротивление) и частоты тока в цепи (чем больше частота, тем меньше сопротивление). Его можно рассчитать так:

Пример использования индуктивного сопротивление — это питание люминесцентных ламп освещения, ДРЛ ламп и ДНаТ. Дроссель ограничивает ток через лампу, в ЛЛ и ДНаТ лампах он используется в паре со стартером или импульсным зажигающем устройством (пусковое реле) для формирования всплеска высокого напряжения включающего лампу. Это связано с природой и принципом работы таких светильников.

А конденсатор используют для питания маломощных устройств, его устанавливают последовательно с питаемой цепью. Такой блок питания называется «бестрансфоматорный блок питания с балластным (гасящим) конденсатором».

Очень часто встречают в качестве ограничителя тока заряда аккумуляторов (например, свинцовых) в носимых фонарях и маломощных радиоприемниках. Недостатки такой схемы очевидны — нет контроля уровня заряда аккумулятора, их выкипание, недозаряд, нестабильность напряжения.

Как понизить и стабилизировать напряжение постоянного тока

Чтобы добиться стабильного выходного напряжения можно использовать параметрические и линейные стабилизаторы. Часто их делают на отечественных микросхемах типа КРЕН или зарубежных типа L78xx, L79xx.

Линейный преобразователь LM317 позволяет стабилизировать любое значение напряжения, он регулируемый до 37В, вы можете сделать простейший регулируемый блок питания на его основе.

Если нужно незначительно снизить напряжение и стабилизировать его описанные ИМС не подойдут. Чтобы они работали должна быть разница порядка 2В и более. Для этого созданы LDO(low dropout)-стабилизаторы. Их отличие заключается в том, что для стабилизации выходного напряжение нужно, чтобы входное его превышало на величину от 1В. Пример такого стабилизатора AMS1117, выпускается в версиях от 1.2 до 5В, чаще всего используют версии на 5 и 3.3В, например в платах Arduino и многом другом.

Конструкция всех вышеописанных линейных понижающих стабилизаторов последовательного типа имеет существенный недостаток – низкий КПД. Чем больше разница между входным и выходным напряжением – тем он ниже. Он просто «сжигает» лишнее напряжение, переводя его в тепло, а потери энергии равны:

Pпотерь = (Uвх-Uвых)*I

Компания AMTECH выпускает ШИМ аналоги преобразователей типа L78xx, они работают по принципу широтно-импульсной модуляции и их КПД равен всегда более 90%.

Они просто включают и выключают напряжение с частотой до 300 кГц (пульсации минимальны). А действующее напряжение стабилизируется на нужном уровне. А схема включения аналогичная линейным аналогам.

Как повысить постоянное напряжение?

Для повышения напряжения производят импульсные преобразователи напряжения. Они могут быть включены и по схеме повышения (boost), и понижения (buck), и по повышающе-понижающей (buck-boost) схеме. Давайте рассмотрим несколько представителей:

1. Плата на базе микросхемы XL6009

2. Плата на базе LM2577, работает на повышение и понижение выходного напряжения.

3. Плата преобразователь на FP6291, подходит для сборки 5 V источника питания, например powerbank. С помощью корректировке номиналов резисторов может перестраиваться на другие напряжения, как и любые другие подобные преобразователь – нужно корректировать цепи обратной связи.

4. Плата на базе MT3608

Здесь всё подписано на плате – площадки для пайки входного – IN и выходного – OUT напряжения. Платы могут иметь регулировку выходного напряжения, а в некоторых случая и ограничения тока, что позволяет сделать простой и эффективный лабораторный блок питания. Большинство преобразователей, как линейных, так и импульсных имеют защиту от КЗ.

 

 

 

Как повысить переменное напряжение?

Для корректировки переменного напряжения используют два основных способа:

1. Автотрансформатор;

2. Трансформатор.

Автотрансформатор – это дроссель с одной обмоткой. Обмотка имеет отвод от определенного количества витков, так подключаясь между одним из концов обмотки и отводом, на концах обмотки вы получаете повышенное напряжение во столько раз, во сколько соотносится общее количество витков и количество витков до отвода.

Промышленностью выпускаются ЛАТРы – лабораторные автотрансформаторы, специальные электромеханические устройства для регулировки напряжения. Очень широко применение они нашли в разработке электронных устройств и ремонте источников питания. Регулировка достигается за счет скользящего щеточного контакта, к которому подключается питаемое устройство.

Недостатком таких устройств является отсутствие гальванической развязки. Это значит, что на выходных клеммах может запросто оказаться высокое напряжение, отсюда опасность поражения электрическим током.

Трансформатор – это классический способ изменения величины напряжения. Здесь есть гальваническая развязка от сети, что повышает безопасность таких установок. Величина напряжения на вторичной обмотке зависит от напряжений на первичной обмотки и коэффициента трансформации.

Uвт=Uперв*Kтр

Kтр=N1/N2

Отдельный вид – это импульсные трансформаторы. Они работают на высоких частотах в десятки и сотни кГц. Используются в подавляющем большинстве импульсных блоках питания, например:

  • Зарядное устройство вашего смартфона;

  • Блок питания ноутбука;

  • Блок питания компьютера.

За счет работы на большой частоте снижаются массогабаритные показатели, они в разы меньше чем у сетевых (50/60 Гц) трансформаторов, количество витков на обмотках и, как следствие, цена. Переход на импульсные блоки питания позволил уменьшить габариты и вес всей современной электроники, снизить её потребление за счет увеличения кпд (в импульсных схемах 70-98%).

 

 

 

В магазинах часто встречаются электронные траснформаторы, на их вход подаётся сетевое напряжение 220В, а на выходе например 12 В переменное высокочастотное, для использования в нагрузке которая питается от постоянного тока нужно дополнительно устанавливать на выход диодный мост и высокоскоростных диодов.

Внутри находится импульсный трансформатор, транзисторные ключи, драйвер, или автогенераторная схема, как изображена ниже.

Достоинства – простота схемы, гальваническая развязка и малые размеры.

Недостатки – большинство моделей, что встречаются в продаже, имеют обратную связь по току, это значит что без нагрузки с минимальной мощностью (указано в спецификациях конкретного прибора) он просто не включится. Отдельные экземпляры оборудованы уже ОС по напряжению и работают на холостом ходу без проблем.

 

Работа системы накачки заряда DC-DC преобразователя MAX 1759 в режиме повышения напряжения | Битюков

Введение

Источники вторичного электропитания на базе интегральных DC-DC преобразователей с накачкой заряда находят все более широкое применение в различных мобильных устрой­ствах небольшой мощности, к которым предъ­являются высокие требования по величине КПД, малым габаритам и низкой стоимости. Микросхемы для таких источников питания выпускают ведущие зарубежные производи­тели электронных компонентов. Микросхемы DC-DC преобразователей с накачкой заряда последнего поколения применяются в сото­вых телефонах, устройствах беспроводной связи, ноутбуках и карманных компьютерах различного назначения, а также другой аппа­ратуре, где место для печатной платы ограни­чено, а уменьшение площади кремния очень важно. В связи с происходящим переходом электроники от 5 В к более низкому напряже­нию 3,3 или даже 1,2 В и существенным умень­шением КПД при понижении напряжения DC-DC преобразователей с широтно-импуль­сной модуляцией актуальна проблема созда­ния комбинированных источников вторично­го электропитания, состоящих из DC-DC пре­образователей с накачкой заряда и линейных стабилизаторов с малым падением напряже­ния [1, 2].

Однако научной литературы о принци­пах построения и схемных решениях имею­щихся DC-DC преобразователей с накачкой заряда мало, а имеющиеся публикации не охватывают все типы преобразователей. Особен­но мало сведений по микросхемам, позволя­ющим получить стабилизированное выходное напряжение как в режиме повышения, так и в режиме понижения напряжения батарей, как правило, являющихся первичными источ­никами электропитания. Отметим, что таких микросхем также крайне мало: микросхема MCP1252/3 (Microchip Technology), микро­схема MAX1759 (Maxim Integrated Products) и микросхема LTC3245 компании Linear Technology [3-5].

К сожалению, приводимые в описаниях этих микросхем основные технические харак­теристики и параметры не являются полными и охватывают не все области их применения, а упрощенные блок-схемы не дают информа­ции об алгоритме их работы. К примеру, для микросхемы MCP1252/3 зависимость выход­ного напряжения от входного дана лишь для одного номинального значения выходного на­пряжения, равного 3 В, хотя микросхема позво­ляет регулировать выходное напряжение в ди­апазоне 1,5…5,5 В. Причем эта зависимость дана для лишь для микросхемы MCP1252, имеющей тактовую частоту переключения 650 кГц, а для микросхемы MCP1253 того же семейства, имеющей частоту переключения 1 МГц, данные не приведены вовсе. Анало­гичная ситуация имеет место с другими харак­теристиками, например, с КПД, реакцией на ступенчатое изменение нагрузки, пульсациями выходного напряжения.

В журнальных статьях и другой периоди­ческой литературе сведения о методах иссле­дований и результатах изучения всего комплек­са характеристик DC-DC преобразователей с накачкой заряда отсутствуют.

Все это подтверждает наличие потреб­ности в экспериментальном определении пол­ного объема характеристик микросхем DC-DC преобразователей с накачкой заряда и выяснении алгоритма их работы. В связи с необходи­мостью получения большого количества экс­периментальной информации для проведения исследований требовалось создать аппаратуру, позволяющую получать входные напряжения в нужном диапазоне, изменять сопротивление нагрузки для получения токов до 100 мА в раз­личных режимах и обеспечивать возможность быстрого ступенчатого изменения сопротивле­ния нагрузки. Такие исследования можно было провести только на автоматизированном стен­де с использованием современной измеритель­ной техники. По этим причинам первой важ­нейшей задачей стала разработка метода таких исследований и создание аппаратуры для его реализации. Решение этой задачи и некоторые результаты исследований работы микросхемы MAX1759 в режиме понижения напряжения приведены в статьях [6, 7]. В настоящей ста­тье отражены результаты исследований работы системы накачки заряда MAX1759 в режиме повышения напряжения.

Объект исследований

В соответствии с технической документаци­ей [4] малогабаритная микросхема MAX1759, обладающая уникальной архитектурой накач­ки заряда, позволяет получать стабилизиро­ванное регулируемое выходное напряжение Uout в диапазоне 2,5.5,5 В при токе нагрузки до 100 мА и любых значениях входного на­пряжения Uin в диапазоне 1,6.5,5 В. Микро­схема является DC-DC преобразователем, стабилизирующим выходное напряжение при изменении входного напряжения в диапазо­не как выше, так и ниже выходного. Данное свойство весьма важно, например, при ис­пользовании в качестве источника питания различной малогабаритной аппаратуры бата­рей Li+, в течение срока службы изменяющих свое напряжение от 3,6 до 1,5 В. Для того что­бы получать на выходе DC-DC преобразовате­ля напряжение 3,3 В, требуется понижающий преобразователь, а при снижении напряжения батареи ниже 3,3 В — повышающий преобра­зователь. Уникальные возможности поддер­жания выходного напряжения ниже или выше входного напряжения достигаются примене­нием оригинальной схемы управления, реа­лизующей либо режим регулируемого удвои­теля напряжения (Uin < Uout), либо ключевой режим (Uin > Uout), в зависимости от входного напряжения и тока нагрузки.

К сожалению, алгоритм работы микро­схемы в режимах понижения или повыше­ния входного напряжения в документации не описан. Из функциональной схемы MAX1759, представленной в работе [4] и показанной на рис. 1, следует, что в системе регулирования имеется компаратор, который сравнивает опор­ное напряжение 1,235 В с частью напряжения резистивного делителя, подключенного парал­лельно сопротивлению нагрузки. Отмечено, что когда Uin ниже, чем Uout , накачка заря­да работает как регулируемый повышающий ступеньками удвоитель напряжения, а когда Uin больше, чем Uout — как понижающий на­пряжение управляемый импульсами ключ. Указано, что в последнем случае, если ток на­грузки мал, контроллер соединяет отрицатель­ный полюс передающего заряд конденсатора с «землей», а заряд переносится путем попе­ременного подключения этого конденсатора к входному и выходному напряжению. Однако так происходит не всегда. В случае больших токов нагрузки такой режим не позволяет по­лучать нужные величины Uout , и, несмотря на то, что Uin > Uout , контроллер автоматически переводит схему накачки в режим повышения напряжения.

 

Рис. 1. Функциональная диаграмма работы микросхемы MAXY159 [4]

 

Эти общие замечания не подкреплены какими-либо численными характеристиками токов нагрузки и выходных напряжений. Фор­мы сигналов выходного напряжения в рабо­те [4] даны лишь для одного значения вход­ного напряжения при одном значении тока нагрузки. В этой связи цель настоящей рабо­ты — совместные исследования форм переменных составляющих напряжения на летающем конденсаторе Ufly и выходного напряжения Uout в режимах повышения напряжения и рас­шифровка алгоритма работы микросхемы на основе полученных результатов.

Методика измерений

Достаточно подробно методика измерений описана в статье [6]. Дополнительно надо от­метить, что в настоящей работе формы пере­менных составляющих Uout и Ufly регистрировались осциллографом GDS-72202 компании GW instek с использованием программного обеспечения FreeWave. Хотя эта программа позволяет выводить на экран монитора компьютера до десяти форм различных сигналов, для удобства анализа в экспериментах обыч­но регистрировались три пары значений ука­занных напряжений. Кроме того, имела место значительная временная нестабильность форм регистрируемых сигналов, выражающаяся в колебаниях форм осциллограмм по оси вре­мени, а также наличие на осциллограммах очень узких пиков, что наглядно отображено на рис. 2, где при регистрации форм выходного напряжения был использован режим послесве­чения со временем накопления 6 с. Результаты были получены при Uin = 3,6 В, Uout = 5,2 и значении тока нагрузки 40 мА. Нестабиль­ность работы микросхемы и отдельные пики выходного напряжения показаны и на рисун­ках в документации микросхемы [4].

Для обеспечения высокого качества ре­гистрации сигналов в настоящей статье ис­пользованы имеющиеся в осциллографе GDS-72202 возможности усреднения, цифро­вой фильтрации и однократного запуска. Полу­чающиеся при этом формы сигнала достаточно легко анализировать. Это показано на рис. 3 для того же режима, который представлен на рис. 2.

 

Рис. 2. Переменная составляющая напряжения Uout, зарегистрированная с использованием режима послесвечения

 

 

Рис. 3. Переменная составляющая напряжения Uout, зарегистрированная с использованием усреднения и цифровой фильтрации при однократном запуске осциллографа

 

Для исследования работы микросхемы MAX1759 в режиме повышения напряжения для регистрации форм сигналов было выбра­но два режима, отличавшихся величинами выходных напряжений. При входном напряже­нии Uin = 3,2 В для различных токов нагрузки были зарегистрированы формы сигналов при выходном напряжении, равном 3,6 и 5,2 В. Результаты экспериментов Режим Uin = 3,2 В; Uout = 3,6 В. Формы переменных составляющих сигналов реги­стрировались в стационарных условиях ра­боты DC-DC преобразователя с разными то­ками нагрузки, установленными в диапазоне 5.106 мА. Цифровая фильтрация не исполь­зовалась, усреднение составляло 256 значе­ний.

На каждом из приведенных далее ри­сунков показаны по три пары этих сигналов. Если цена деления заранее не оговорена, то для сигнала Ufly она везде составляет 1 В, а для Uout — 50 мВ. Цены деления по оси времени на каждом рисунке были одинаковыми, но от рисунка к рисунку уменьшались. Их значения приведены в подписях к рисункам.

На рис. 4 видны узкие провалы в сигна­лах Ufly и соответствующие им быстрые подъ­емы напряжения Uout. Однако из-за большой цены деления по времени на рисунке невозможно увидеть детали процесса разряда ле­тающего конденсатора и заряда выходного конденсатора. Для того чтобы это увидеть, на рис. 5 с ценой деления по времени, равной 1 мкс, эти процессы показаны более детально. Видно, что первый разряд летающего конден­сатора длится примерно 330 нс, затем следует его заряд примерно той же продолжительности по времени, и опять наступает разряд той же продолжительности. Видно, что после перво­го разряда летающий конденсатор не успевает зарядиться до исходного значения. После вто­рого разряда (см. рис. 4) летающий конденса­тор постоянно подключен к входному напря­жению, и напряжение Ufly постепенно выходит на установившееся значение. Следующий раз­ряд летающего конденсатора наступает после уменьшения выходного напряжения на опре­деленную величину. Видно, что размах коле­баний Uout от пика до пика составляет при­мерно 100 мВ, в то время как напряжение Ufiy при разряде уменьшается примерно на 1,5 В. По мере увеличения тока нагрузки частота, с которой заряжается выходной конденсатор, увеличивается. Отметим, что выходное напря­жение Uout за время двух циклов разряд-заряд летающего конденсатора изменялось немоно­тонно (см. рис. 5).

 

Рис. 4. Переменные составляющие (50 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 5,1 мА; 3, 4 – 12,2 мА; 5, 6 – 18,3 мА

 

 

Рис. 5. Формы переменных составляющих Ufly (500 мВ/дел) и Uout (50 мВ/дел) при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и токе нагрузки 5,1 мА в увеличенном масштабе по времени (1 мкс/дел)

 

На рис. 6 показано, что при регистрации с разрешением 10 мкс/дел уже заметны два цикла разряд-заряд летающего конденсато­ра Cfly. С увеличением тока нагрузки от 26 до 39 мА периоды изменения Uout и Ufly умень­шаются от 30 до 20 мкс.

 

Рис. 6. Переменные составляющие (10 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 26 мА; 3, 4 – 33 мА; 5, 6 – 39 мА

 

При дальнейшем увеличении тока на­грузки (рис. 7 и 8) характер изменения Uout и Ufly остается тот же. На рис. 9 показано, что при токе нагрузки 106 мА величины всплесков напряжений во время разрядов летающего кон­денсатора меньше, чем при значении 5 мА (см. рис. 5). Период пульсаций Uout по мере увели­чения тока нагрузки от 5 до 106 мА уменьша­ется от 150 до 7,1 мкс, а амплитуда пульсаций — примерно от 100 до 80 мВ.

 

Рис. 7. Переменные составляющие (5 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 — 47 мА; 3, 4 — 56 мА; 5, 6 — 63 мА

 

 

Рис. 8. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 93 мА; 3, 4 – 98 мА; 5, 6 – 106 мА

 

 

Рис. 9. Переменные составляющие Ufly (500 мВ/дел) и Uout (50 мВ/дел) при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В и токе нагрузки 106 мА в увеличенном масштабе по времени (1 мкс/дел)

 

Режим Uin = 3,2 В; Uout = 5,2 В. В этом режиме повышения напряжения, как и в пре­дыдущем, микросхема работает в режиме удвоителя, однако разница между удвоенным входным и выходным напряжением меньше. Некоторые из полученных результатов пока­заны на рис. 10-14. Если цена деления заранее не оговорена, то для сигнала Ufly она везде со­ставляет 500 мВ, а для Uout — 50 мВ.

 

Рис. 10. Переменные составляющие (20 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 — 5,8 мА; 3, 4 — 10,5 мА; 5, 6 — 18 мА

 

 

Рис. 11. Переменные составляющие Ufly (200 мВ/дел) и Uout (20 мВ/дел) при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и токе нагрузки 5,8 мА в увеличенном масштабе по времени (2 мкс/дел)

 

 

Рис. 12. Переменные составляющие (5 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 — 26 мА; 3, 4 — 33 мА; 5, 6 — 40 мА

 

 

Рис. 13. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений и Uout при различных токах нагрузки: 1, 2 — 73 мА; 3, 4 — 85 мА; 5, 6 — 88 мА

 

 

Рис. 14. Переменные составляющие (2 мкс/дел) напряжений Ufly и Uout при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В и различных токах нагрузки: 1, 2 – 93 мА; 3, 4 – 98 мА; 5, 6 – 106 мА

 

Из-за большой цены деления по време­ни на рис. 10 плохо видны изменения Uout и Ufly в процессах разряда и заряда летающе­го конденсатора, поэтому на рис. 11 этот про­цесс показан в увеличенном масштабе. Видно, что при наименьшем значении тока нагрузки 5,8 мА происходит два цикла разряда-заря­да Cfly. Аналогичные два цикла сохраняют­ся при увеличении тока нагрузки до 73 мА (см. рис. 12 и 13). При токе нагрузки 85 мА наряду с двойными циклами разряд-заряд по­являются и тройные, а начиная с 88 мА и до максимального тока нагрузки 106 мА каждый разряд-заряд состоит из трех циклов. Пери­од пульсаций Uout по мере увеличения тока нагрузки от 5,8 до 106 мА уменьшается от 84 до 6,2 мкс, а амплитуда пульсаций составляет примерно 70 мВ.

Сравнение рис. 11 и 14 показывает, что при значении тока нагрузки 106 мА величины всплесков напряжений Uout во время разрядов летающего конденсатора меньше, чем при токе нагрузки 5,8 мА.

Анализ результатов

Из полученных результатов, часть которых от­ражена на рис. 4-14, следует, что в режиме по­вышения напряжения микросхема MAX1759, работая в режиме удвоителя напряжения, при любых значениях тока нагрузки имеет два вида пульсаций выходного напряжения. Пульсации первого вида, имеющие различ­ную частоту, зависящую от тока нагрузки, обусловлены схемой стабилизации выходно­го напряжения. В соответствии с имеющейся в работе [4] функциональной диаграммой часть выходного напряжения, снимаемая с де­лителя этого напряжения, сравнивается ком­паратором с опорным напряжением 1,235 В, и результат этого сравнения поступает на осциллятор, имеющий частоту 1,5 МГц. Ос­циллятор связан с модулем управления, осу­ществляющим переключения ключей, управ­ляющих подсоединением летающего конден­сатора емкостью 0,33 мкФ к входному или выходному напряжению, точнее, к имеющим­ся на входе и выходе конденсаторам емкостью 10 мкФ.

Время первого цикла разряд-заряд лета­ющего конденсатора составляло около 660 нс (см. рис. 5, 9 и 11), причем в этом цикле время разряда было равно времени заряда, т. е. при­мерно по 330 нс. Время второго разряда так­же составляло 330 нс, а время второго заряда определить по этим рисункам нельзя, посколь­ку при втором заряде летающий конденсатор оставался надолго подключенным к входному напряжению. Но при больших токах нагрузки (больше 85 мА) и большой разнице входного и выходного напряжения (3,2 и 5,2 В соответ­ственно) двух циклов разряд-заряд летаю­щего конденсатора не хватало для выведения выходного напряжения на нужный верхний уровень и требовалось три таких цикла (см. рис. 13, 14). Для таких режимов второй заряд летающего конденсатора и его третий разряд составляли также по 330 нс.

Таким образом, результаты эксперимен­тов показали, что цикл разряд-заряд по вре­мени составлял 660 нс, что соответствует ука­занной в документации [4] тактовой частоте осциллятора fosc микросхемы, равной 1,5 МГц. Значит, в течение половины периода импуль­сов осциллятора конденсатор разряжается, а в течение второй половины периода заря­жается.

На основе полученных результатов по формам сигналов Uout и Ufiy и приведенной на рис. 1 функциональной схемы можно пред­ставить алгоритм работы системы управления MAX1759 в режиме повышения напряжения, показанный на рис. 15. В основе этого алго­ритма лежит работа гистерезисного компа­ратора, который, как известно, имеет два порога срабатывания. Один порог имеет место при превышении опорного напряжения Uref на заданную величину AUhys1, другой — при уменьшении напряжения ниже Uref на задан­ную величину AUhys2. Согласно полученным результатам, величины этих двух порогов оди­наковы ΔUhys 1 = ΔUhys 2 = ΔUhys. Компаратор сравнивает значение напряжения в цепи об­ратной связи Ufb, снимаемое с резистивного делителя напряжения, подключенного парал­лельно нагрузке, с пороговыми значениями. При включении микросхемы компаратор пе­реходит в режим работы удвоителя напряже­ния, летающий конденсатор подключается к входному напряжению Uin параллельно с вход­ным конденсатором Cin и заряжается. Затем он последовательно с входным напряжением Uin подключается к выходному конденсатору Cout, и суммарное напряжение, состоящее из входного напряжения и напряжения на лета­ющем конденсаторе, подается на выход ми­кросхемы. После этого компаратор сравнивает напряжение обратной связи Ufb с величиной нижнего порога срабатывания (Uref — ∆Uhys).

 

Рис. 15. Алгоритм работы микросхемы MAX1759 в режиме повышения напряжения

 

Если величина Ufb больше нижнего порога срабатывания компаратора, то летающий кон­денсатор вновь подключается к входному на­пряжению.

Когда величина Ufb становится равной нижнему порогу срабатывания (Uref — ∆Uhys), тактовые импульсы осциллятора начинают про­ходить в систему управления, и в течение половины периода первого тактового импульса, т. е. за время t1 = 1/(2 fosc), летающий конден­сатор разряжается. Гистерезисный компаратор теперь начинает контролировать превышение верхнего порога срабатывания (Uref + ∆Uhys). Если напряжение обратной связи после пер­вого разряда меньше верхнего порога, то ле­тающий конденсатор вновь подключается к входному напряжению и заряжается в течение второй половины первого тактового импуль­са. Затем он вместе с входным напряжением подключается к выходному конденсатору и в течение первой половины второго тактово­го импульса разряжается. Если после этого напряжение обратной связи станет равным или больше напряжения верхнего порога сра­батывания компаратора, то компаратор от­ключает прохождение тактовых импульсов в систему управления и вновь начинает контро­лировать снижение напряжения обратной свя­зи до нижнего порога его срабатывания. Если же и после второго разряда Ufb будет оста­ваться меньше, чем (Uref + ∆Uhys), компаратор пропустит в систему управления импульсы третьего цикла.

В режимах, представленных в настоящей работе, максимальное число циклов оказалось равным трем. После превышения напряжени­ем обратной связи Ufb величины (Uref + AUhys) компаратор прекращает пропуск тактовых им­пульсов в систему управления, а летающий конденсатор остается подключенным к вход­ному напряжению. В таком состоянии он будет находиться до тех пор, пока напряже­ние обратной связи вновь не станет равным Ufb = (Uref — ∆Uhys), т. е. нижнему порогу сра­батывания гистерезисного компаратора. После этого происходит возобновление полного цик­ла управления работой микросхемы.

Необходимо отметить, что на временных зависимостях выходного напряжения Uout, на­ряду с пульсациями, обусловленными работой гистерезисного компаратора, всегда присут­ствуют более высокочастотные пульсации. Из-за большой цены деления осциллографа их не всегда можно заметить. Последнее обычно имеет место в документации на микросхемы [3-5]. В этой документации в лучшем слу­чае на участке повышения Uout можно уви­деть лишь небольшой всплеск, состоящий из острых максимума и минимума. В настоящей статье этим пульсациям уделено большее вни­мание (см. рис. 7, 8, 12-14, в увеличенном мас­штабе — рис. 5, 9 и 11). Согласно рис. 5, 9, 11, острые максимумы в Uout соответствуют на­чалу разрядов летающего конденсатора, а их острые минимумы — окончанию его разряда и началу заряда.

Кроме этих двух пиков есть еще пики меньшей амплитуды. Проведенные измерения показали, что амплитуда пиков при Uin = 3,2 и Uout = 3,6 В отличается от амплитуды при Uin = 3,2 и Uout = 5,2 В. Причина происхож­дения этих более высокочастотных пульсаций в настоящее время не ясна. Компоновка печат­ной платы авторов данной статьи в основном соответствовала рекомендациям [4]. В каче­стве выходного конденсатора Cout = 10 мкФ был использован рекомендованный производи­телем микросхемы керамический конденсатор компании TDK, имеющий низкое эквивалент­ное последовательное сопротивление, вели­чина которого меньше 10-2 Ом при частотах до 2 МГц и меньше 10-1 Ом при частотах до 100 МГц.

Заключение

Проведенные исследования микросхемы MAX1759 показали, что в основу управления накачкой заряда положена работа гистерезисного компаратора. Величина гистерезиса и частота пульсаций выходного напряжения зависят от величин входного и выходного на­пряжений. Времена разряда и заряда в каждом цикле равны 330 нс, что соответствует так­товой частоте осциллятора, равной 1,5 МГц. Для повышения выходного напряжения от нижнего до верхнего порога гистерезиса в ис­следованных в работе режимах требовалось два или три цикла разряд-заряд летающего конденсатора.

Наряду с пульсациями, обусловленными работой гистерезисного компаратора, в про­цессе передачи заряда от летающего конден­сатора к выходному имеют место более высокочастотные всплески выходного напряжения. Для выяснения их происхождения требуются дополнительные исследования.

Заметки обо всем. Простые и опасные источники питания / Хабр

О чем эта статья

В этой статье рассказано о принципах построения простейших бестрансформаторных источников питания.Тема не новая, но, как показал опыт, не всем известная и понятная. И даже, некоторым, интересная.

Прошу желающих и интересующихся читать, критиковать, уточнять и дополнять на почту [email protected] или на мой сайт в раздел «Контакты».

Вступление

Не так давно один мой знакомый влез пальцами в некую схему, которую собирался починить (проводок отвалился — так что просто припаять его надо было на место). И его ударило током. Не сильно ударило, но ему хватило, чтобы удивиться: «как так — тут микроконтроллер стоит, что тут может стукнуть? Он же от 5 вольт питается!».

Его удивление быстро разъяснилось: схема оказалась с бестрансформаторным питанием и без гальванической развязки от сети.

Далее последовали вопросы уже в мою сторону. Сводились они к двум вещам: «А чё? Так можно делать?!» и «А как оно работает?».

Хотя я и не считаю себя экспертом в электронике, но делать подобные блоки питания мне приходилось. Так что пришлось взять ручку и листок и объяснить как оно работает. Благо это совсем не сложно.

Возможно, что и вам покажется интересной тема «бестрансформаторных» источников питания или, сокращённо, БИП. Кому-то для общего развития, а кому-то и для практического применения.

Источники питания от бытовой сети переменного тока

Сразу предупреждаю: я намеренно не коснусь тут импульсных источников питания. Это тема для другого разговора.

Вообще говоря, функции источника питания низковольтной электронной аппаратуры обычно состоят в следующем: обеспечить на выходе источника питания заданное напряжение при заданном диапазоне потребляемого тока. То есть, если выразиться формально, источник питания — это источник постоянного напряжения Uвых, который сохраняет Uвых=const при изменении потребляемого тока от Imin до Imax.

В «классическом» линейном источнике питания это происходит обычно так: входное сетевое напряжение понижается с помощью трансформатора, затем это напряжение выпрямляется и, наконец, стабилизируется с помощью линейного стабилизатора.

Структурная схема «классического» линейного источника питания показана на рисунке ниже. Одной из самых «неудобных» деталей такого источника питания является трансформатор: он дорогой и громоздкий.

Поэтому, радиолюбители и радиопрофессионалы искали способы — как отказаться от этот громоздкой и дорогой детали — трансформатора или хотя бы уменьшить его габариты и стоимость.

И такое решение нашлось: стали использовать реактивное сопротивление конденсатора Rc для того, чтобы «гасить» лишнее напряжение. Структурная схема «бестрансформаторного» источника питания (БИП) показана ниже.

Как видим, структура БИП почти не отличается от классического линейного источника питания. Разве что вместо трансформатора поставили гасящий конденсатор. Пусть вас не смущает и не обманывает сходство структуры этих источников питания на рисунке: внутри отличий масса.

Достоинства БИП: он относительно компактен, надёжен, дёшев, не боится короткого замыкания по выходу.

Но есть и существенные недостатки: он опасен с точки зрения прикосновения человека к элементам питаемого устройства. Да и максимальный ток, который может обеспечить такой источник питания — всего несколько сот миллиампер. При большем токе габариты конденсаторов велики и проще поставить трансформатор или вообще поставить импульсник.

Исходя из достоинств и недостатков БИП, область его применения — это хорошо изолированные маломощные устройства с питанием от бытовой электрической сети: одиноко стоящие датчики, устройства управления освещением, устройства включения вентиляции и обогрева и другие устройства малой мощности, работающие автономно.

Попробуем понять — как работает реальная схема БИП и как её рассчитать.

Теория практики и практика теории


Пример простейшей практической схемы

Так как раньше, до появления дешёвых «импульсников»,

БИП

были наверное самым доступным способом уменьшить габариты и цену источника питания, то схем

БИП

в книгах и интернете — вагон и маленькая тележка. Но принцип работы почти у всех схем примерно одинаковый: один или несколько гасящих конденсаторов на входе, выпрямитель и выходной стабилизатор постоянного напряжения.

Давайте рассмотрим одну из простейших рабочих схем БИП, что показана на рисунке ниже.

Сразу видны все основные части схемы: гасящий конденсатор С1; двухполупериодный выпрямитель — диодный мост VD1 и сглаживающий конденсатор C2; стабилизатор напряжения — стабилитрон VS1; и, наконец, нагрузка — питаемое от источника устройство .

Забудем о «лишних элементах» или «основная формула БИП»

Для простоты забудем пока о существовании резисторов

R1

и

R2

: будем считать, что

R2

отсутствует вообще, а

R1

заменён на перемычку. Для всех расчётов это не существенно, а о назначении этих резисторов мы поговорим позже. То есть, временно, схема для нас будет выглядеть так, как на следующем рисунке.

Переменный ток сети питания, ограниченный гасящим конденсатором С1, протекает через точки 1 и 2 диодного моста VD1.

Постоянный ток, получаемый после выпрямления переменного диодным мостом VD1, протекает через стабилитрон и «нагрузку» — питаемое устройство.

На схеме показано, как протекают все токи: Ic — переменный ток сети, — постоянный ток нагрузки и Iст — постоянный ток стабилитрона.

Хоть я и написал «постоянный» и «переменный» токи — на самом деле это один и тот же ток. Просто диодный мост заставляет его течь через стабилитрон и нагрузку всегда в одну и ту же сторону.

Если считать, что мы измеряем действующее значение тока , то можно записать основную формулу работы нашей схемы БИП:

Это следует из первого закона Кирхгофа, который гласит, что сумма втекающих в любой узел токов равна сумме вытекающих из него токов и по сути является частной формулировкой закона сохранения массы/энергии.

Из этой формулы следует простой, но важный вывод: при неизменном напряжении сети , ток, потребляемый от питающей сети практически не изменяется при изменении сопротивления в рабочем диапазоне токов — это ключевое отличие БИП от линейного источника питания с трансформатором.

Несмотря на то, что блок-схемы источников питания, приведённые в начале статьи очень похожи — работают очень по-разному: понижающий трансформатор в первой блок-схеме является источником напряжения, а гасящий конденсатор во второй блок-схеме является источником тока!

Но вернёмся к нашей схеме. Из последней формулы становится также ясно, что схема стабилизатора по сути является делителем тока между нагрузкой

и стабилитроном

VS1

.

Если нагрузку оторвать совсем — то весь ток потечёт через стабилитрон. Если нагрузку «закоротить» — весь ток потечёт через нагрузку, в обход стабилитрона.

А вот «отрывать» стабилитрон VS1 от схемы ни в коем случае нельзя! Если его оторвать, то все сетевое напряжение может податься на нагрузку . Последствия будут, скорее всего, печальные.

Когда педантичность не нужна

В любом варианте — от полного отключения

до его «закоротки» — ток

Ic

, текущий через гасящий конденсатор

C1

будет примерно равен

; где

— напряжение сети, а

— сопротивление конденсатора

С1

.

Педанты и прочие любители точности могут меня упрекнуть, дескать я не учёл напряжение на диодном мосту (между точками 1 и 2). Поэтому напряжение на конденсаторе C1 будет несколько меньше, чем — напряжение в розетке.

Разумеется, строго формально, товарищи педанты будут правы. Но смею заметить, что если нагрузка у нас — маломощное устройство с питанием или 12В, а напряжение «в розетке» около 220В, то падением напряжения на нагрузке можно смело пренебречь: разница в «точных» и «приблизительных» расчётах будет не более нескольких процентов.

Что такое сопротивление гасящего конденсатора ? Это реактивное сопротивление конденсатора: оно зависит от частоты напряжения, подаваемого на конденсатор и вычисляется по формуле: , где f — частота напряжения в Герцах, а С — ёмкость конденсатора в Фарадах. Так как частота сети у нас фиксирована и составляет 50Гц, то для инженерных расчётов можно использовать формулу: , откуда . Для педантов опять-таки напоминаю, что ёмкость конденсатора всегда имеет погрешность в несколько процентов (обычно — 5%-15%), поэтому точнее считать смысла не имеет.

Исходя из вышеприведённых формул, можно вычислить ёмкость конденсатора C1: . Напряжение сети нам известно. А ток можно посчитать, зная максимальный ток нагрузки и минимальный ток стабилизации стабилитрона VS1 (это справочный параметр).

Это теория. Попробую описать что-то вроде методики расчёта БИП «на пальцах».

Нужен ли нам БИП вообще?

Для начала решим вопрос — а надо ли вообще использовать в конкретном случае

БИП

?

Если ток нагрузки больше 0.3-0.5А, то лучше БИП не использовать: мороки много, а выигрыша по габаритам и стоимости обычно мизер или нет вообще. Также обычно не стоит полагаться на БИП, если напряжение питания устройства больше, чем 24-27В. И не стоит забывать о безопасности!

Предположим, что нам надо питать простенькую схему на микроконтроллере, которая кушает умеренный ток миллиампер этак 100 при умеренном напряжении 3-6В. Схема изолирована и поэтому безопасна.

Как прикинуть ёмкость С1 и выбрать стабилитрон VS1?

Прежде всего, необходимо уточнить максимальный ток нагрузки

Iнmax

: рассчитать или измерить.

Затем, надо залезть в справочник и найти там стабилитрон. Да не абы какой, а на нужное напряжение Uвых.

При поиске стабилитрона надо учитывать, что его максимальный ток стабилизации Iстmax должен быть не меньше, чем (Iстmin+Iнmax). Почему так? Да чтобы, если вы оторвали нагрузку , стабилитрон не сгорел. И наоборот — если нагрузка потребляет максимальный ток, то через стабилитрон течёт минимальный ток стабилизации Iстmin. Практически надо выбирать стабилитрон, чтобы его максимальный ток стабилизации Iстmax был больше, чем сумма токов (Iстmin+Iнmax) как минимум на 20%. Не забывайте, что в сети далеко не всегда 220В. Может быть и 250В запросто. Поэтому запас по току — не излишество, а разумная предосторожность.

Далее рассчитываем ёмкость гасящего конденсатора С1. Его реактивное сопротивление будет равно примерно: , а его ёмкость, соответственно, равна для сетевого напряжения с частотой 50Гц.

Не забывайте, что предельно допустимое напряжение конденсатора С1 должно быть не меньше 400В для бытовой сети в 220В. И, разумеется, конденсатор С1 не должен быть электролитическим: он работает в сети переменного тока.

Собственно, это самое важное — подбор стабилитрона и расчёт ёмкости конденсатора.

Тем, кому не ясно, что такое Iстmax и Iстmin, поясню подробнее.

Максимальный ток стабилизации стабилитрона Iстmax — это такой ток через стабилитрон, при превышении которого, стабилитрон выходит из строя.

Минимальный ток стабилизации стабилитрона Iстmin — это такой минимальный ток через стабилитрон, при котором напряжение на стабилитроне соответствует паспортным характеристикам.

То есть стабилитрон должен работать в таких условиях, что ток стабилизации Iст, протекающий через него, лежит в диапазоне .

Значения Iстmin и Iстmax для конкретного стабилитрона можно найти в справочнике и они всегда указаны в описании стабилитрона.

Итак, ещё раз, по пунктам, о том как рассчитать C1 и выбрать стабилитрон VS1.

  • Определяем напряжение нагрузки Uвых. Оно нам, как правило, известно.
  • Определяем максимальный ток нагрузки Iнmax. Можно измерить или рассчитать.
  • Лезем в справочник и ищем стабилитрон на напряжение Uвых, такой, что выполняется условие . (0.8 — потому что мы хотим 20% запаса по току).
  • Рассчитываем ёмкость гасящего конденсатора С1 по формуле

Пример расчёта

Предположим, что напряжение питания нагрузки будет

Uвых=5В

и максимальный ток потребления нагрузки будет

Iнmax=100мА

.

Лезем в справочник и находим там такой стабилитрон: КС447А. Напряжение стабилизации около . Iстmin=3мА, Iстmax=160мА.

Проверяем. Неравенство — выполняется, значит стабилитрон подходит по току.

Рассчитываем конденсатор С1: . Не забываем, что для бытовой сети 220В конденсатор С1 должен быть на напряжение 400В.

Фильтр или конденсатор С2

Диодный мост, как известно, не даёт выпрямленного напряжения: на его выходе напряжение пульсирующее.

Чтобы сгладить пульсации применяется фильтрующий конденсатор С2. Как рассчитать его ёмкость?

Как обычно, можно применить два метода — точный и упрощённый. Точный метод учитывает, что конденсатор разряжается по экспоненте и прочие нюансы. Но помня о том, что конденсаторы выбрать точно на нужную ёмкость нельзя (разброс ёмкости в 10-15% это норма), мы допустим некоторые упрощения, которые на результат практически не повлияют.

Чтобы понять, как рассчитать ёмкость конденсатора С2, вспомним, что такое выпрямитель. Посмотрим на рисунок ниже. Примерно так выглядят графики зависимости напряжений от времени в нашей схеме, использующей в качестве выпрямителя диодный мост.

Синяя линяя, обозначенная цифрой 1 — это переменное напряжение на входе диодного моста (точки 1 и 2 на схеме БИП).

Красная линия, обозначенная цифрой 2 — это напряжение на стабилитроне VS1, в отсутствие сглаживающего конденсатора С2 или пульсирующее напряжение (представим, что С2 временно «откусили» от схемы). И, наконец, зелёная линия, обозначенная цифрой 3 — это сглаженное выпрямленное напряжение, когда конденсатор С2 подключён.

Нефильтрованное (пульсирующее) напряжение на выходе выпрямителя (линия 2) по амплитуде чуть меньше, чем напряжение на входе выпрямителя (линия 1). Это объясняется просто: на диодах падает несколько десятых долей вольта.

Зелёная линия 3 показывает процесс заряда и разряда конденсатора С2. Максимальное напряжение, на которое способен зарядиться в нашей схеме — это напряжение на стабилитроне VS1. Затем конденсатор начинает разряжаться до тех пор, пока в следующем периоде не начнёт заряжаться вновь.

Амплитуда пульсаций — это напряжение, на которое успел разрядиться конденсатор С2 за один период пульсирующего напряжения на выходе выпрямителя (линия 2).

Посчитать приближенно амплитуду пульсаций несложно, если принять ток разряда за константу — это будет максимальный ток потребления нагрузки , который мы обозначили Iнmax.

По основной формуле конденсатора можно приблизительно посчитать, что: , где — это амплитуда пульсаций, a — период времени один период пульсирующего напряжения на выходе выпрямителя (линия 2).

На рисунке наглядно видно, что период равен половине периода напряжения питающей сети, или , где f — частота напряжения питающей сети (50Гц).

Таким образом, подставив одну формулу в другую, получим: или .

Теперь самое сложное — выбрать, а какая же амплитуда пульсаций нас устроит? Если в нагрузке есть свой линейный стабилизатор, то в принципе достаточно, чтобы амплитуда пульсаций была на уровне 10-20%. Например, часто в самой нагрузке есть какой-то стабилизатор — 7805 или AMS1117 или ещё что-то подобное.

Если же предполагается питать цифровую схему прямо от нашего БИП без дополнительной стабилизации — то коэффициент пульсаций более 5% лучше не задавать.

Предположим, что схема у нас питается от и имеет максимальный ток потребления 100мА. Коэффициент пульсаций задан 5%. Это значит, что будет равна 5% от или 0.25В. Частота сети — 50Гц.

Отсюда находим ёмкость конденсатора С2 — . Нехилая такая ёмкость! Тем более, что ближайшая бОльшая ёмкость 4700мкФ. Это довольно габаритный конденсатор даже на напряжение 10В.

Если же схема имеет внутри линейный стабилизатор, например AMS1117, то уровень пульсаций можно выбрать в 20%, при этом ёмкость конденсатора С2 будет всего около 1000мкФ.

Резисторы R1 и R2 — нужные и важные

Вернёмся к резисторам

R1

и

R2

, о которых мы временно забыли.

С резистором R2 всё просто — он нужен для безопасности человека. То есть для того, чтобы конденсатор C1 разряжался после отключения схемы от питания. Иначе, если R2 не поставить, то конденсатор C1 будет довольно долго сохранять свой заряд после отключения питания от схемы. И если к нему прикоснуться — то вас ударит током. Очень неприятно. Резистор R2 можно не рассчитывать, а просто поставить любой сопротивлением 0.5 — 1 МОм. При таком сопротивлении ток через этот резистор будет мизерным и на работу схемы не повлияет.

С резистором R1 все сложнее. В процессе работы БИП он вроде бы не нужен. И это действительно так.

Но есть ещё момент включения БИП в сеть. И если в этот момент напряжение сети близко к амплитудному значению — то схема может сгореть. Даже почти наверняка сгорит.

Дело в том, что в момент включения, конденсатор С1 разряжен. А разряженный конденсатор на какое-то время (пока достаточно не зарядится) является по сути проводником. То есть все сетевое напряжение окажется на диодном мосту, нагрузке, стабилитроне и токи при этом будут просто огромны.

Поэтому и ставят резистор R1, функция которого — ограничить ток в момент включения. Например, если поставить R1 сопротивлением всего 10 Ом, то ток включения будет ограничен в самом худшем случае величиной около 30А. А такой ток в течении нескольких микросекунд уже вполне под силу выдержать большинству стабилитронов, не говоря уж о выпрямительных диодах диодного моста.

Обычно этот резистор так выбирают в пределах 10-30 Ом. Только имейте ввиду, что его мощность должна быть не меньше, чем . Например, если общий ток, потребления схемы 150мА, то мощность резистора R1 сопротивлением 27 Ом должна быть не менее .

Рекомендуется ставить резистор R1 не «впритык» по мощности, а с запасом. Например, в нашем случае — это 1.5 — 2Вт. Греться будет меньше.

Кроме того, заметьте, что резисторы R1 и R2 должны быть рассчитаны на пиковое напряжение не менее 400В: напряжение сети в момент включения полностью подается на R1, в рабочем режиме почти все напряжение сети подается на R2, подключенный параллельно конденсатору C1.

Заключение

Надеюсь, что после прочтения, у читателей появилось понимание, что такое БИП и как оно работает.

Статья получилась несколько длиннее того, что хотелось бы. Но на самом деле тут рассмотрены только азы из азов. Если расписывать дальнейшие модификации БИП — то выйдет, наверное, брошюра или даже книга.

Прошу извинить за некоторые неточности и упрощения, которые, несомненно, бросятся в глаза опытным электронщикам.

Те, кто увидит ошибки или что-то, что стоит исправить и дополнить в разумных пределах — прошу не стесняться и писать в комментарии, на почту [email protected] или на мой
сайт в раздел «Контакты».

Заранее спасибо за отклики.

Конденсатор

Конденсатор – электронный компонент, предназначенный для накопления электрического заряда. Способность конденсатора накапливать электрический заряд зависит от его главной характеристики – емкости. Емкость конденсатора (С) определяется как соотношение количества электрического заряда (Q) к напряжению (U).

Емкость конденсатора измеряется в фарадах (F) – единицах, названых в честь британского ученого физика Майкла Фарадея. Емкость в один фарад (1F) равняется количеству заряда в один кулон (1C), создающему напряжение на конденсаторе в один вольт (1V). Вспомним, что один кулон (1С) равняется величине заряда, прошедшего через проводник за одну секунду (1sec) при силе тока в один ампер (1A).

Однако кулон, это очень большое количество заряда относительно того, сколько способно хранить большинство конденсаторов. По этой причине, для измерения емкости обычно используют микрофарады (µF или uF), нанофарады (nF) и пикофарады (pF).

  • 1nF = 0.000000001 = 10-9 F
  • 1pF = 0.000000000001 = 10-12 F

Плоский конденсатор

Существует множество типов конденсаторов различной формы и внутреннего устройства. Рассмотрим самый простой и принципиальный — плоский конденсатор. Плоский конденсатор состоит из двух параллельных пластин проводника (обкладок), электрически изолированных друг от друга воздухом, или специальным диэлектрическим материалом (например бумага, стекло или слюда).

Заряд конденсатора. Ток

По своему предназначению конденсатор напоминает батарейку, однако все же он сильно отличается по принципу работы, максимальной емкости, а также скорости зарядки/разрядки.

Рассмотрим принцип работы плоского конденсатора. Если подключить к нему источник питания, на одной пластине проводника начнут собираться отрицательно заряженные частицы в виде электронов, на другой – положительно заряженные частицы в виде ионов. Поскольку между обкладками находиться диэлектрик, заряженные частицы не могут «перескочить» на противоположную сторону конденсатора. Тем не менее, электроны передвигаются от источника питания — до пластины конденсатора. Поэтому в цепи идет электрический ток.

В самом начале включения конденсатора в цепь, на его обкладках больше всего свободного места. Следовательно, начальный ток в этот момент встречает меньше всего сопротивления и является максимальным. По мере заполнения конденсатора заряженными частицами ток постепенно падает, пока не закончится свободное место на обкладках и ток совсем не прекратится.

Время между состояниями «пустого» конденсатора с максимальным значением тока, и «полного» конденсатора с минимальным значением тока (т.е. его отсутствием), называют переходным периодом заряда конденсатора.

Заряд конденсатора. Напряжение

В самом начале переходного периода зарядки, напряжение между обкладками конденсатора равняется нулю. Как только на обкладках начинают появляться заряженные частицы, между разноименными зарядами возникает напряжение. Причиной этому является диэлектрик между пластинами, который «мешает» стремящимся друг к другу зарядам с противоположным знаком перейти на другую сторону конденсатора.

На начальном этапе зарядки, напряжение быстро растет, потому что большой ток очень быстро увеличивает количество заряженных частиц на обкладках. Чем больше заряжается конденсатор, тем меньше ток, и тeм медленнее растет напряжение. В конце переходного периода, напряжение на конденсаторе полностью прекратит рост, и будет равняться напряжению на источнике питания.

Как видно на графике, сила тока конденсатора напрямую зависит от изменения напряжения.

Формула для нахождения тока конденсатора во время переходного периода:

  • Ic — ток конденсатора
  • C — Емкость конденсатора
  • ΔVc/Δt – Изменение напряжения на конденсаторе за отрезок времени

Разряд конденсатора

После того как конденсатор зарядился, отключим источник питания и подключим нагрузку R. Так как конденсатор уже заряжен, он сам превратился в источник питания. Нагрузка R образовала проход между пластинами. Отрицательно заряженные электроны, накопленные на одной пластине, согласно силе притяжения между разноименными зарядами, двинутся в сторону положительно заряженных ионов на другой пластине.

В момент подключения R, напряжение на конденсаторе то же, что и после окончания переходного периода зарядки. Начальный ток по закону Ома будет равняться напряжению на обкладках, разделенном на сопротивление нагрузки.

Как только в цепи пойдет ток, конденсатор начнет разряжаться. По мере потери заряда, напряжение начнет падать. Следовательно, ток тоже упадет. По мере понижения значений напряжения и тока, будет снижаться их скорость падения.

Время зарядки и разрядки конденсатора зависит от двух параметров – емкости конденсатора C и общего сопротивления в цепи R. Чем больше емкость конденсатора, тем большее количество заряда должно пройти по цепи, и тем больше времени потребует процесс зарядки/разрядки ( ток определяется как количество заряда, прошедшего по проводнику за единицу времени). Чем больше сопротивление R, тем меньше ток. Соответственно, больше времени потребуется на зарядку.

Продукт RC (сопротивление, умноженное на емкость) формирует временную константу τ (тау). За один τ конденсатор заряжается или разряжается на 63%. За пять τ конденсатор заряжается или разряжается полностью.

Для наглядности подставим значения: конденсатор емкостью в 20 микрофарад, сопротивление в 1 килоом и источник питания в 10В. Процесс заряда будет выглядеть следующим образом:

Устройство конденсатора. От чего зависит емкость?

Емкость плоского конденсатора зависит от трех основных факторов:

  • Площадь пластин — A
  • Расстояние между пластинами – d
  • Относительная диэлектрическая проницаемость вещества между пластинами — ɛ

Площадь пластин

Чем больше площадь пластин конденсатора, тем больше заряженых частиц могут на них разместится, и тем больше емкость.

Расстояние между пластинами

Емкость конденсатора обратно пропорциональна расстоянию между пластинами. Для того чтобы объяснить природу влияния этого фактора, необходимо вспомнить механику взаимодействия зарядов в пространстве (электростатику).

Если конденсатор не находится в электрической цепи, то на заряженные частицы, расположенные на его пластинах влияют две силы. Первая — это сила отталкивания между одноименными зарядами соседних частиц на одной пластине. Вторая – это сила притяжения разноименных зарядов между частицами, находящимися на противоположных пластинах. Получается, что чем ближе друг к другу находятся пластины, тем больше суммарная сила притяжения зарядов с противоположным знаком, и тем больше заряда может разместится на одной пластине.

Относительная диэлектрическая проницаемость

Не менее значимым фактором, влияющим на емкость конденсатора, является такое свойство материала между обкладками как относительная диэлектрическая проницаемость ɛ. Это безразмерная физическая величина, которая показывает во сколько раз сила взаимодействия двух свободных зарядов в диэлектрике меньше, чем в вакууме.

Материалы с более высокой диэлектрической проницаемостью позволяют обеспечить большую емкость. Объясняется это эффектом поляризации – смещением электронов атомов диэлектрика в сторону положительно заряженной пластины конденсатора.

Поляризация создает внутренне электрическое поле диэлектрика, которое ослабляет общую разность потенциала (напряжения) конденсатора. Напряжение U препятствует притоку заряда Q на конденсатор. Следовательно, понижение напряжения способствует размещению на конденсаторе большего количества электрического заряда.

Ниже приведены примеры значений диэлектрической проницаемости для некоторых изоляционных материалов, используемых в конденсаторах.

  • Бумага – от 2.5 до 3.5
  • Стекло – от 3 до 10
  • Слюда – от 5 до 7
  • Порошки оксидов металлов – от 6 до 20

Номинальное напряжение

Второй по значимости характеристикой после емкости является максимальное номинальное напряжение конденсатора. Данный параметр обозначает максимальное напряжение, которое может выдержать конденсатор. Превышение этого значения приводит к «пробиванию» изолятора между пластинами и короткому замыканию. Номинальное напряжение зависит от материала изолятора и его толщины (расстояния между обкладками).

Следует отметить, что при работе с переменным напряжением нужно учитывать именно пиковое значение (наибольшее мгновенное значение напряжения за период). Например, если эффективное напряжение источника питания будет 50В, то его пиковое значение будет свыше 70В. Соответственно необходимо использовать конденсатор с номинальным напряжением более 70В. Однако на практике, рекомендуется использовать конденсатор с номинальным напряжением не менее в два раза превышающим максимально возможное напряжение, которое будет к нему приложено.

Ток утечки

Также при работе конденсатора учитывается такой параметр как ток утечки. Поскольку в реальной жизни диэлектрик между пластинами все же пропускает маленький ток, это приводит к потере со временем начального заряда конденсатора.

Конденсаторное питание | Электроника для всех

Что то часто меня стали спрашивать как подключить микроконтроллер или какую низковольтную схему напрямую в 220 не используя трансформатор. Желание вполне очевидное — трансформатор, пусть даже и импульсный, весьма громоздок. И запихать его, например, в схему управления люстрой размещенной прям в выключателе не получится при всем желании. Разве что нишу в стене выдолбить, но это же не наш метод!

Тем не менее простое и очень компактное решение есть — это делитель на конденсаторе.

Правда конденсаторные блоки питания не имеют развязки от сети, поэтому если вдруг в нем что нибудь перегорит, или пойдет не так, то он запросто может долбануть тебя током, или сжечь твою квартиру, ну а комп угробить это вообще за милое дело, в общем технику безопасности тут надо чтить как никогда — она расписана в конце статьи. В общем, если я тебя не убедил что бестрансформаторные блоки питания это зло — то сам себе злой Буратино, я тут не причем. Ну ладно, ближе к теме.

Помните обычный резистивный делитель?

Казалось бы, в чем проблема, выбрал нужные номиналы и получил искомое напряжение. Потом выпрямил и Profit. Но не все так просто — такой делитель может и сможет дать нужное напряжение, но вот совершенно не даст нужный ток. Т.к. сопротивления сильно велики. А если сопротивления пропорционально уменьшать, то через них насквозь пойдет большой ток, что при напряжении в 220 вольт даст очень большие тепловые потери — резисторы будут греть как печка и в итоге либо выйдут из строя, либо пожар устроят.

Все меняется если один из резисторов заменить на конденсатор. Суть в чем — как вы помните из статьи про конденсаторы, напряжение и ток на конденсаторе не совпадают по фазе. Т.е. когда напряжение в максимуме — ток минимален, и наоборот.

Так как у нас напряжение переменное, то конденсатор будет постоянно разряжаться и заряжаться, а особенность разряда-заряда конденсатора в том, что когда у него максимальный ток (в момент заряда), то минимальное напряжение и наборот. Когда он уже зарядился и напруга на нем максимальная, то ток равен нулю. Соответственно, при таком раскладе, мощность тепловых потерь, выделяемая на конденсаторе (P=U*I) будет минимальной. Т.е. он даже не вспотеет. А рективное сопротивление конденсатора Xc=-1/(2pi*f*C).

Теоретическое отступление

В цепи бывают три вида сопротивлений:

Активное — резистор (R)
Реактивное — конденсатор (Xс) и катушка(XL)
Полное же сопротивление цепи (импенданс) Z=(R2+(XL+Xс)2)1/2

Да, чистые активные и реактивные элементы бывают только в теории. Например, у катушки есть индуктивное сопротивление — витки, активное сопротивление — сопротивление проволки и емкостное сопротивление — паразитные конденсаторы образующиеся между витками катушки.
Даже обычный проводник имеет какую то паразитную емкость и индуктивность.

Активное сопротивление всегда постоянно, а реактивное зависит от частоты.
XL=2pi*f * L
Xc=-1/(2pi*f*C)
Знак реактивного сопротивления элемента указывает на его характер. Т.е. если больше нуля, то это индуктивные свойства, если меньше нуля то емкостные. Из этого следует, что индуктивность можно скомпенсировать емкостью и наоборот.

f — частота тока.

Соответственно, на постоянном токе при f=0 и XL катушки становится равен 0 и катушка превращается в обычный кусок провода с одним лишь активным сопротивлением, а Xc конденсатора при этом уходит в бесконечность, превращая его в обрыв.

Эта зависимость от частоты также показывает почему в высокочастотных устройствах простые, казалось бы, дорожки печатной платы начинают вести себя как детали — а просто из за возросшей частоты их паразитные значения реактивных сопротивлений возрастают до ощутимых величин.

Получается у нас вот такая вот схема:

Теперь надо что-то сделать с тем, что у нас переменка. Не велика проблема — добавим парочку диодов (можно, конечно, и диодный мост, будет эффективней, но с двумя диодами проще) диоды должны быть на ток около ампера, не меньше. И чтобы обратное напряжение было вольт на 500. 1N4007, например, или похожий по параметрам:

Все, в одну сторону ток течет через один диод, в другую через второй. В итоге, в правой части цепи у нас уже не переменка, а пульсирующий ток — одна полуволна синусоиды.

Добавим сглаживающий конденсатор, чтобы сделать напряжение поспокойней, микрофарад на 100 и вольт на 25, электролит:

Но есть тут одна заковыка — у нас напряжение на нагрузке зависит от сопротивления нагрузки. Т.е. если у тебя схема, включенная вместо Rн снизила потребление тока, то соответственно напряжение на ней вырастет. А для всякой нежной электроники это черевато.

Лечится стабилитроном на нужное нам напряжение. Питать мы собираемся микроконтроллер, так что на 5 вольт:

В принципе уже готово, единственно что надо поставить стабилитрон на такой ток, чтобы он не сдох когда нагрузки нет вообще, ведь тогда отдуваться за всех придется ему, протаскивая весь ток который может дать БП.

А можно ему помочь слегонца. Поставить резистор токоограничительный. Правда это сильно снизит нагрузочную способность блока питания, но нам хватит и этого.

Ток который эта схема может отдать можно, ЕМНИП, примерно вычислить по формуле:

I = 2F * C (1.41U — Uвых/2).

  • F — частота питающей сети. У нас 50гц.
  • С — емкость
  • U — напряжение в розетке
  • Uвых — выходное напряжение

Сама формула выводится из жутких интегралов от формы тока и напряжения. В принципе можешь сам ее нагуглить по кейворду «гасящий конденсатор расчет», материала предостаточно.

В нашем случае получается что I = 100 * 0.46E-6 (1.41*U — Uвых/2) = 15мА

Не феерия, но для работы МК+TSOP+оптоинтерфейс какой- нибудь более чем достаточно. А большего обычно и не требуется.

Еще добавить парочку кондеров для дополнительной фильтрации питания и можно использовать:

Еще добавил резюк на 43ом 1Вт, чтобы кондер при втыкании кондер заряжался не так быстро и не было броска тока. На печатке он здоровый такой, возле разьема.

Печатная плата простая и вопросов по ее разводке под другую форму корпуса ни у кого не возникнет. Я же ее тут сделал просто для примера, поэтому не смотрите на ее большие размеры. Я не мельчил:

Как всегда, прикладываю LAY файл.

После чего, как обычно, все вытравил и спаял:

Схема многократно проверена и работает. Я ее когда то пихал в систему управления нагревом термостекла. Места там было со спичечный коробок, а безопасность гарантировалась тотальной остекловкой всего блока.

ТЕХНИКА БЕЗОПАСНОСТИ

В данной схеме нет никакой развязки по напряжению от питающей цепи, а значит схема ОЧЕНЬ ОПАСНА в плане электрической безопасности.

Поэтому надо крайне ответственно подходить к ее монтажу и выбору компонентов. А также внимательно и очень осторожно обращаться с ней при наладке.

Во первых, обратите внимание, что один из выводов идет к GND напрямую из розетки. А это значит что там может быть фаза, в зависимости от того как воткнули вилку в розетку.

Поэтому неукоснительно соблюдайте ряд правил:

  • 1. Номиналы надо ставить с запасом на как можно большее напряжение. Особенно это касается конденсатора. У меня стоит на 400вольт, но это тот что был в наличии. Лучше бы вообще вольт на 600, т.к. в электросети иногда бывают выбросы напряжения намного превышающие номинал. Стандартные блоки питания за счет своей инерционности его переживут запросто, а вот конденсатор может и пробить — последствия представьте себе сами. Хорошо если не будет пожара.
  • 2. Эта схема должна быть тщательным образом заизолирована от окружающей среды. Надежный корпус, чтобы ничего не торчало наружу. Если схема монтируется в стену, то она не должна касаться стен. В общем, пакуем все это дело наглухо в пластик, остекловываем и закапываем на глубине 20метров. :)))))
  • 3. При наладке ни в коем случае не лезть руками ни к одному из элементов цепи. Пусть вас не успокаивает что там на выходе 5 вольт. Так как пять вольт там исключительно относительно самой себя. А вот по отношению к окружающей среде там все те же 220.
  • 4. После отключения крайне желательно разрядить гасящий конденсатор. Т.к. в нем остается заряд вольт на 100-200 и если неосторожно сунуться куда нибудь не туда больно цапнет за палец. Вряд ли смертельно, но приятного мало, а от неожиданности можно и бед натворить.
  • 5. Если используется микроконтроллер , то прошивку его делать ТОЛЬКО при полном выключении из сети. Причем выключать надо выдергиванием из розетки. Если этого не сделать, то с вероятностью близкой к 100% будет убит комп. Причем скорей всего весь.
  • 6. То же касается и связи с компом. При таком питании запрещено подключаться через USART, запрещено обьединять земли.

Если все же хотите связь с компом, то используйте потенциально разделенные интерфейсы. Например, радиоканал, инфракрасную передачу, на худой конец разделение RS232 оптронами на две независимые части.

В общем, я настоятельно НЕ РЕКОМЕНДУЮ пользоваться такой схемой включения. И если можно от нее избавиться, то от нее нужно избавиться. Перейдя на традиционные схемы блоков питания с развязкой от сети.

Ну и, как обычно, видеосьемка процесса запуска девайса от розетки через такой вот БП:

Offtop:
Для троллей я заготовил много вкусной еды — энджой!

Снижение пульсаций напряжения конденсатора в системе MMC-HVDC с использованием метода плоского нижнего тока

  • 1.

    Hafeez K, Awan AB (2013) Для исследования воздействия на окружающую среду HVDC по сравнению с системами передачи HVAC. J Basic Appl Sci Res 3 (8): 840–843

    Google ученый

  • 2.

    Flourentzou N, Agelidis V, Demetriades G (2009) Системы передачи электроэнергии HVDC на основе VSC: обзор. IEEE Trans Power Electron 24 (3): 592–602

    Статья Google ученый

  • 3.

    Rohner S, Bernet S, Hiller M, Sommer R (2010) Модуляция, потери и требования к полупроводникам модульных многоуровневых преобразователей. IEEE Trans Ind Electron 57 (8): 2633–2642

    Статья Google ученый

  • 4.

    Харнефорс Л., Антонопулос А., Норрга С., Ангквист Л., Ни Х. (2013) Динамический анализ модульных многоуровневых преобразователей. IEEE Trans Ind Electron. 60 (7): 2526–2537

    Статья Google ученый

  • 5.

    Qin J, Saeedifard M (2012) Прогностическое управление модульным многоуровневым преобразователем для системы HVDC с обратной связью. IEEE Trans Power Del 27: 1538–1547

    Статья Google ученый

  • 6.

    Li S, Wang X, Yao Z, Li T, Peng Z (2015) Стратегия подавления циркулирующего тока для MMC-HVDC на основе неидеальных пропорциональных резонансных контроллеров в условиях несбалансированной сети. IEEE Trans Power Electron 30: 387–397

    Статья Google ученый

  • 7.

    Антонопулос К.А., Норрга С., Ни Х.П. (2012) Стационарный анализ взаимодействия между гармоническими составляющими плеча и линейными величинами модульных многоуровневых преобразователей. IEEE Trans Power Electron 27: 57–68

    Статья Google ученый

  • 8.

    Антонопулос А., Ангквист Л., Ни, Х. П. (2009) О динамике и управлении напряжением модульного многоуровневого преобразователя. В: Материалы 13-й Европейской конференции по силовой электронике и приложениям.Барселона, Испания, сентябрь, стр. 1–10.

  • 9.

    Picas R, Pou J, Ceballos S, Zaragoza J, Konstantinou G, Agelidis VG (2013) Оптимальная инжекция гармоник в циркулирующие токи модульных многоуровневых преобразователей для минимизации пульсаций напряжения конденсаторов. В: Proceedings of the IEEE ECCE Asia Down under, Мельбурн, Виктория, Австралия; С. 318–324.

  • 10.

    Picas R, Pou J, Ceballos S, Agelidis VG и Saeedifard M, «Минимизация колебаний напряжения конденсатора модульного многоуровневого преобразователя за счет регулирования циркулирующего тока», в Froc.Конференция по промышленной электронике iEEE (iECON’12), 25–28 октября 2012 г., Монреаль, Канада.

  • 11.

    Pou J, Ceballos S, Konstantinou G, Agelidis VG, Picas R, Zaragoza J (2015) «Методы подачи циркуляционного тока, основанные на мгновенной информации для модульного многоуровневого преобразователя. IEEE Trans Ind Electron 62 (2): 777–788

    Артикул Google ученый

  • 12.

    Picas R, Ceballos S, Pou J, Zaragoza J, Konstantinou G, Agelidis VG (2015) Метод прерывистой модуляции с замкнутым контуром для снижения пульсаций напряжения конденсатора и снижения коммутационных потерь в модульных многоуровневых преобразователях.IEEE Trans Power Electron 30 (9): 4714–4725

    Статья Google ученый

  • 13.

    He LQ, Zhang K, Xiong J, Fan SF (2015) Схема повторяющегося управления для подавления гармоник циркулирующего тока в модульных многоуровневых преобразователях. IEEE Trans Power Electron 30 (1): 471–481

    Статья Google ученый

  • 14.

    Zhang M, Huang L, Yao WX, Lu ZY (2014) Устранение циркулирующего гармонического тока модульного многоуровневого преобразователя на основе CPS-PWM со сменным контроллером повторяющихся сигналов.IEEE Trans Power Electron 29 (4): 2083–2097

    Статья Google ученый

  • 15.

    Li X, Song Q, Liu W, Xu S, Zhu Z, Li X (2016) Анализ производительности и оптимизация управления циркулирующим током для модульного многоуровневого преобразователя. IEEE Trans Ind Electron 63 (2): 716–727

    Статья Google ученый

  • 16.

    Tu Q, Xu Z, Xu L (2011) Пониженная модуляция частоты коммутации и подавление циркулирующего тока для модульных многоуровневых преобразователей.. IEEE Trans Power Deliver 26: 2009–2017

    MathSciNet Статья Google ученый

  • 17.

    Bergna G, Berne E, Egrot P, Lefranc P, Amir A, Vannier J, Molinas M (2013) Энергетический контроллер для модульного многоуровневого преобразователя постоянного тока в изолированной двойной синхронной системе отсчета для уменьшения колебаний напряжения. IEEE Trans Ind Electron 60: 2360–2371

    Статья Google ученый

  • 18.

    Bergna G, Berne E, Lefranc P, Molinas M (2012) Модульный многоуровневый преобразователь-регулятор разности энергии во вращающейся системе отсчета. В: Материалы 15-й Международной конференции по силовой электронике и управлению движением (EPE / PEMC), Нови-Сад, Сербия; С. 299–307.

  • 19.

    Хагивара М., Акаги Х (2008) ШИМ-управление и эксперимент модульных многоуровневых преобразователей. В: Материалы конференции специалистов по силовой электронике IEEE, Родос, Греция; С. 154–16.

  • 20.

    Teeuwsen SP (2009) Упрощенная динамическая модель преобразователя напряжения с модульной многоуровневой конструкцией преобразователя. В: Proc. IEEE Power Energy Soc. Power Syst. Конф. Экспо., Стр. 1–6.

  • 21.

    Рохнер С., Вебер Дж., Бернет С. (2011) Непрерывная модель модульного многоуровневого преобразователя с экспериментальной проверкой. В: Proceedings of the IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, Phoenix, AZ, USA, pp. 4021-4028.

  • 22.

    Зигмановский М., Гржесик Б., Фульчик М., Налепа Р. (2014) Отдельные аспекты работы модульного многоуровневого преобразователя.Bull Polish Acad Sci Tech Sci 62 (2): 375–385

    Google ученый

  • 23.

    Фазель Мохаммади (2018) Стратегия управления питанием в многотерминальной системе VSC-HVDC. 4-я Международная конференция по прикладным исследованиям в области электротехники, машиностроения и информационных технологий.

  • 24.

    Siemaszko D, Antonopoulos A, Ilves K, Vasiladiotis M, Angquist L, Nee HP (2010) Оценка методов управления и модуляции для модульных многоуровневых преобразователей.В материалах Международной конференции по силовой электронике 2010 г., Саппоро, Япония, 21–24 стр. 746–753.

  • 25.

    Куро С., Малиновски М., Гопакумар К., Поу Дж., Франкело Л.Г., Ву Б., Родригес Дж., Перес М.А., Леон Дж. И. (2010) Последние достижения и промышленное применение многоуровневых преобразователей. IEEE Trans Ind Electron 57 (8): 2553–2580

    Статья Google ученый

  • 26.

    Гуань М., Сюй З., Чен Х (2011) «Стратегии управления и модуляции для системы HVDC на основе модульных многоуровневых преобразователей», В: Proc.37-я годовщина. Конф. IEEE Ind. Electron. С. 849–854.

  • Напряжение конденсатора — обзор

    Преобразователи напряжения на коммутируемом конденсаторе с регулируемым выходом

    Добавление регулирования к простому преобразователю напряжения на коммутируемом конденсаторе значительно повышает его полезность во многих приложениях. Существует три основных метода добавления регулирования в преобразователь с переключаемыми конденсаторами. Самый простой — это заменить преобразователь / удвоитель переключаемых конденсаторов линейным стабилизатором LDO.LDO обеспечивает регулируемый выход, а также снижает пульсации преобразователя с переключаемыми конденсаторами. Однако этот подход добавляет сложности и снижает доступное выходное напряжение за счет падения напряжения LDO.

    Другой подход к регулированию заключается в изменении рабочего цикла сигнала управления переключателем с выходом усилителя ошибки, который сравнивает выходное напряжение с опорным. Этот метод аналогичен тому, который используется в импульсных стабилизаторах с индуктивностью, и требует добавления ШИМ и соответствующей схемы управления.Однако этот подход очень нелинейный и требует длительных постоянных времени (т. Е. Компонентов с потерями), чтобы поддерживать хорошее регулирование.

    Самым простым и наиболее эффективным методом регулирования в преобразователе напряжения на переключаемых конденсаторах является использование усилителя ошибки для управления сопротивлением в открытом состоянии одного из переключателей, как показано на Рисунке 9-76, блок-схеме ADP3603. / ADP3604 / ADP3605 преобразователи напряжения. Эти устройства предлагают стабилизированный выход -3 В при входном напряжении +4.От 5 до +6 В. Выходной сигнал воспринимается и возвращается в устройство через вывод V SENSE . Регулировка выхода осуществляется путем изменения сопротивления в открытом состоянии одного из переключателей MOSFET, как показано управляющим сигналом, обозначенным на схеме «R ON CONTROL». Этот сигнал выполняет переключение полевого МОП-транзистора, а также управление сопротивлением в открытом состоянии.

    Рисунок 9-76 :. Регулируемые преобразователи выходного напряжения –3 В ADP3603 / 3604/3605

    Типичная прикладная схема для серии ADP3603 / ADP3604 / ADP3605 показана на рис. 9-77.В нормальном режиме работы вывод SHUTDOWN должен быть заземлен. Конденсаторы на 10 мкФ должны иметь ESR менее 150 мОм, а значения 4,7 мкФ можно использовать за счет немного более высокого выходного напряжения пульсаций. Уравнения для пульсаций напряжения, показанные на рис. 9-72, также применимы к ADP3603 / ADP3604 / ADP3605. Используя указанные значения, типичный диапазон пульсаций напряжения составляет от 25 до 60 мВ, так как выходной ток изменяется в допустимом диапазоне.

    Рисунок 9-77 :. Схема приложения ADP3603 / 3604/3605 для работы с −3 В

    Стабилизированное выходное напряжение серии ADP3603 / ADP3604 / ADP3605 может изменяться от −3 В до −V IN путем подключения резистора между выходом и V SENSE , как показано на схеме.Регулирование будет поддерживаться для выходных токов примерно до 30 мА. Номинал резистора рассчитывается по следующему уравнению:

    (9-82) VOUT = — (R5KΩ + 3V)

    Устройства могут работать как стандартные инверторы, обеспечивающие нерегулируемое выходное напряжение, если V SENSE контакт просто подключен к земле.

    Типичная схема приложения показана на Рисунке 9-78. Диод Шоттки, соединяющий вход с выходом, необходим для правильной работы во время пуска и останова.Если V SENSE заземлен, устройства работают как нерегулируемые удвоители напряжения.

    Рисунок 9-78 :. Схема приложения ADP3607

    Выходное напряжение каждого устройства можно регулировать с помощью внешнего резистора. Уравнение, которое связывает выходное напряжение со значением резистора для ADP3607, имеет следующий вид:

    (9-83) VOUT = R9,5 кОм + 1 В для VOUT <2VIN

    ADP3607 должен работать с выходным напряжением не менее 3 В. в целях поддержания регулирования.

    Хотя ADP3607-5 оптимизирован для выходного напряжения 5 В, его выходное напряжение можно регулировать от 5 В до 2 × V IN с помощью внешнего резистора по формуле:

    (9-84) VOUT = 2R9,5 кОм + 5 В для VOUT <2VIN

    При использовании ADP3607 или ADP3607-5 в регулируемом режиме выходной ток не должен превышать 30 мА, чтобы обеспечить хорошее регулирование.

    Схема, показанная на рисунке 9-79, генерирует стабилизированный выход 12 В из входа 5 В с помощью ADP3607-5 в приложении утроителя напряжения.Операция следующая. Сначала предположим, что вывод V SENSE ADP3607-5 заземлен, а резистор R не подключен. Выход ADP3607-5 представляет собой нерегулируемое напряжение, равное 2 × V IN . Напряжение на выводе Cp + ADP3607-5 представляет собой прямоугольную форму с минимальным значением V IN и максимальным значением 2 × V IN . Когда напряжение на Cp + равно V IN , конденсатор C 2 заряжается до V IN (без падения напряжения на диоде D1) от V OUT1 через диод D1.Когда напряжение на Cp + равно 2 × V IN , выходной конденсатор C 4 заряжается до напряжения 3 × V IN (за вычетом падений на диодах D1 и D2). Конечное нерегулируемое выходное напряжение схемы, V OUT2 , поэтому составляет приблизительно 3 × V IN −2 × V D , где V D — падение напряжения на диоде Шоттки.

    Рисунок 9-79 :. Регулируется +12 В от входа +5 В

    Добавление резистора обратной связи R гарантирует, что выход регулируется для значений V OUT2 между 2 × V IN −2 × V D и 3 × V IN −2 × V D .Выбор R = 33,2 кОм дает выходное напряжение V OUT2 , равное + 12 В для номинального входного напряжения + 5 В. Регулировка сохраняется для выходных токов примерно до 20 мА.

    (PDF) Снижение напряжения конденсатора в модульных многоуровневых преобразователях при несимметричном напряжении сети

    10

    [17] Дж. Ли, Х. Ву, Х. Яо, Л. Цзин, Х. Джин, В. Ву, Х. Ван и С. Ван, «Схема управления вводом напряжения нулевой последовательности

    для модульного многоуровневого преобразователя

    при отказе субмодуля», Energy Conversion Congress и

    Exposition, 2017, стр.1–6.

    [18] Дж. Ли, Г. Константину, Х. Р. Викрамасингх, Дж. По, Х. Ву и Х. Джин,

    «Исследование рабочей области MMC-HVDC путем контроля циркулирующего тока

    при дисбалансе сети», Исследование электроэнергетических систем, т.

    152, стр. 211–222, ноябрь 2017 г.

    [19] Г. Константину, Х. Р. Викрамасингх, С. Себальос и Дж. Поу, «Смещение

    ШИМ в модульных многоуровневых преобразователях для снижения накопленной энергии плеча. ”

    в Proc. SPEC Conf., Декабрь 2016 г., стр. 1–6.

    [20] Р. Ли и Дж. Э. Флетчер, «Новая схема управления MMC для увеличения

    постоянного напряжения в системах передачи HVDC», Electric Power Systems

    Research, vol. 143, pp. 544–553, февраль 2017 г.

    [21] Э. Контос, Г. Цоларидис, Р. Теодореску и П. Бауэр, «Динамика отказов постоянного тока

    на основе MMC», IEEE Пер. Power Del.,

    об. 33, нет. 1, pp. 497–507, Feb. 2018.

    [22] Дж. Ху, К. Сюй, Л. Линь и Р.Цзэн, «Анализ и улучшенный контроль

    систем HVDC на основе гибридных MMC во время сбоев асимметричного постоянного напряжения

    », IEEE Trans. Мощность Del., Т. 32, нет. 3, pp. 1394–1403, Jun.

    2017.

    [23] Б. Ли, С. Ши, Б. Ван, Г. Ван и В. Ван, «Диагностика неисправностей и

    толерантный контроль одиночных Отказ обрыва IGBT в MMC », IEEE

    Trans. Power Electron., Т. 31, нет. 4, pp. 3165–3176, Apr. 2016.

    [24] Дж. Ван, Х. Ма и З.Бай, «Стратегия обхода неисправности субмодуля

    для модульных многоуровневых преобразователей с модуляцией ближайшего уровня», IEEE

    Trans. Power Electron., Т. 33, нет. 2, pp. 1597–1608, февраль 2018 г.

    [25] Й. Ли, Х. Мэн и Х. Сонг, «Применение обработки сигналов и анализа

    для обнаружения одиночной линии-заземления (SLG). определение места повреждения в распределительной сети с заземленным высоким сопротивлением

    », ИЭПП, Генер. Трансм. Распредел.,

    т. 10, вып. 2. С. 382–389, 2016.

    [26] М. Р. Алам, К. М. Муттаки и А. Бузердум, «Определение характеристик провалов и выбросов напряжения

    с использованием параметров эллипса трехфазного напряжения»,

    IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 51, нет. 4, pp. 2780–2790, Jul. 2015.

    [27] М. Х. Боллен, Понимание проблем качества электроэнергии. IEEE press New

    York, 2000, vol. 3.

    [28] М. Гуан и З. Сюй, «Моделирование и управление системой HVDC

    на основе MMC в условиях несбалансированной сети», IEEE Trans.Power Electron.,

    ,

    т. 27, нет. 12, pp. 4858–4867, декабрь 2012 г.

    [29] С. Ли, Х. Ван, З. Яо, Т. Ли и З. Пэн, «Стратегия подавления циркулирующего тока

    для MMC-HVDC на основе на неидеальных пропорциональных резонансных контроллерах

    в условиях несбалансированной сети », IEEE Trans.

    Power Electron., Т. 30, нет. 1, стр. 387–397, январь 2015 г.

    [30] Q. Tu, Z. Xu, Y. Chang и L. Guan, «Подавление пульсаций постоянного напряжения

    MMC-HVDC в несбалансированных условиях сети, ”IEEE Trans.Мощность

    Дел., Об. 27, нет. 3, стр. 1332–1338, июль 2012 г.

    [31] JW Moon, CS Kim, JW Park, DW Kang и JM Kim,

    «Контроль циркулирующего тока в MMC при несимметричном напряжении»,

    IEEE Пер. Мощность Del., Т. 28, вып. 3, стр. 1952–1959, июль 2013 г.

    [32] Я. Лян, Дж. Лю, Т. Чжан и К. Ян, «Стратегия управления током рычага для

    MMC-HVDC в несбалансированных условиях», IEEE Trans. Power Del.,

    об. ПП, нет.99, pp. 1–1, 2016.

    [33] Д. Рамирес, Ф. Мартинес-Родриго, С. де Пабло и Л. К. Эрреро-де

    Лукас, «Оценка метода нелинейного управления током применительно к

    mmc-hvdc во время нарушений в сети ”, Возобновляемые источники энергии, т. 101, pp.

    945–963, 2017.

    [34] X. Shi, Z. Wang, B. Liu, Y. Liu, LM Tolbert и F. Wang, «Character-

    istic research and control системы HVDC на основе MMC в условиях

    одиночных замыканий на землю », IEEE Trans.Power Electron.,

    ,

    т. 30, нет. 1, стр. 408–421, январь 2015 г.

    [35] М. Василадиотис, Н. Черикс и А. Руфер, «Влияние асимметрии сети на

    работу и конструкцию емкостного накопителя энергии модульного многоуровневого модуля

    . преобразователи », IEEE Trans. Ind. Electron., Vol. 62, нет. 11, pp. 6697–6707,

    Nov 2015.

    [36] Г. Бергна, Дж. А. Суул, Э. Берн, П. Эгрот, Дж. К. Ванье и М. Молинас,

    «Анализ ММС в несбалансированной сети. условиях с различными стратегиями управления током нагрузки

    и дифференциальным током на основе лагранжа

    Управление

    ”, IFEEC 2013, ноябрь 2013 г., стр.669–674.

    [37] Дж. Бергна, Дж. А. Суул, Э. Берн, Дж. К. Ванье и М. Молинас, «Расчет опорного тока циркулирующего тока MMC

    в кадре abc с помощью множителей

    для обеспечения постоянной мощности постоянного тока при несимметричном

    сетевых условий »в сб. IEEE – EPE Conf., Август 2014 г., стр. 1–10.

    [38] Дж. Бергна, Дж. А. Суул, Э. Берн, П. Эгрот, Дж. К. Ваннье и М. Молинас,

    «Обобщенное управление дифференциальным током корпуса ABC, обеспечивающее постоянное питание

    постоянного тока для MMC в несбалансированной работе», в Proc.IEEE – EPE

    Conf., Сентябрь 2013 г., стр. 1–10.

    [39] Б. Бухманн и К. Банчану, «Управление MMC во время отказа»,

    WO2018233824 (A1). 2018.

    [40] Р. Ли, Дж. Э. Флетчер и Б. В. Уильямс, «Влияние инжекции третьей гармоники

    на модульные многоуровневые преобразователи на основе высоковольтных систем передачи постоянного тока

    », Iet Generation Transmission Distribution,

    vol. 10, вып. 11, pp. 2764–2770, Aug. 2016.

    [41] J. W.Мун, К. С. Ким, Дж. У. Парк, Д. В. Канг и Дж. М. Ким,

    «Контроль циркулирующего тока в MMC при несимметричном напряжении»,

    IEEE Trans. Мощность Del., Т. 28, вып. 3, pp. 1952–1959, Jul. 2013.

    [42] Дж. Ли, Г. Константину, Х. Р. Викрамасингх и Дж. Поу, «Эксплуатация

    и методы управления модульными многоуровневыми преобразователями в несбалансированных сетях переменного тока

    ». : Обзор », IEEE J. Emerg. Sel. Topics Power Electron., Стр. 1–1,

    Jul. 2018.

    [43] F.Ван, Дж. Л. Дуарте и М. А. М. Хендрикс, «Гибкое регулирование активной и реактивной мощности

    для сетевых преобразователей при несимметричном напряжении

    провалов», IEEE Trans. Power Electron., Т. 26, вып. 5, pp. 1511–1521, May

    2011.

    Джинке Ли получил степень B.Eng. и степень доктора философии в области электротехники

    Пекинского университета Цзяотун-

    , Пекин, Китай, в 2012 и 2018 годах соответственно.

    Он работает постдокторантом в Китае

    Energy Engineering Group Jiangsu Power Design

    Institute Co., ООО Его исследовательские интересы включают

    модульных многоуровневых преобразователей силовой электроники и

    высоковольтных передач постоянного тока (HVDC).

    Георгиос Константину (S’08 – M’11 – SM’18) получил

    получил степень B.Eng. степень в области электротехники и компьютеров

    инженера из Университета Аристотеля в Фессе

    лоники, Салоники, Греция, в 2007 году и докторская степень.

    степень в области электротехники от UNSW Sydney

    (Университет Нового Южного Уэльса), Австралия,

    в 2012 году.С 2012 по 2015 год он был научным сотрудником отдела исследований

    в UNSW. В настоящее время он является старшим преподавателем Lec-

    в Школе электротехники и

    по телекоммуникациям в UNSW и научным сотрудником

    Австралийского исследовательского совета

    . Его основные исследовательские интересы включают многоуровневые преобразователи, силовую электронику

    в HVDC, возобновляемые источники энергии и приложения для хранения энергии. Он

    является помощником редактора IEEE Transactions on Power Electronics и IET

    Power Electronics.

    Харит Р. Викрамасингх (S’14-M’18) получил

    степени бакалавра наук. Англ. степень в области электротехники и электроники

    инженера Университета Перадения, Per-

    адения, Шри-Ланка, в 2012 году и докторская степень. степень в области электротехники

    из Университета Нового

    Южного Уэльса (UNSW) Сидней, Новый Южный Уэльс, Австралия,

    2018 г. Он был научным сотрудником Исследовательского института энергетики

    при NTU (ERI @ N), Сингапур

    с апреля 2013 г. по июнь 2014 г.В настоящее время он является научным сотрудником докторантуры

    в Школе электротехники и телекоммуникаций

    ,

    UNSW, Сидней, Австралия. Его исследовательские интересы включают модульные многоуровневые преобразователи

    для силовой электроники, системы передачи постоянного тока высокого напряжения (HVDC) и многополюсные системы HVDC.

    Как конденсаторы сглаживают напряжение? — MVOrganizing

    Как конденсаторы сглаживают напряжение?

    Сглаживание работает, потому что конденсатор заряжается, когда напряжение выпрямителя превышает напряжение конденсатора, а затем, когда напряжение выпрямителя падает, конденсатор обеспечивает требуемый ток из своего накопленного заряда.

    Какой конденсатор используется для сглаживания пульсаций постоянного напряжения?

    Таким образом, если вы сглаживаете форму волны 30 мВ, конденсатора 10 мкФ может быть достаточно для сглаживания сигнала. Однако, если вы имеете дело с гораздо более сильным сигналом, вам понадобится конденсатор гораздо большего размера, скажем, 3300 мкФ, чтобы сгладить его до уровня, близкого к постоянному.

    Как конденсатор работает как фильтр в блоке питания?

    В источниках питания конденсаторы используются для сглаживания (фильтрации) пульсирующего выходного постоянного тока после выпрямления, так что на нагрузку подается почти постоянное напряжение постоянного тока.В схеме фильтра конденсатор заряжается до пика выпрямленного входного напряжения на положительной части входа.

    Как убрать рябь с постоянного тока?

    Для подавления пульсаций выходного напряжения и шума наиболее распространенным и простым способом является добавление конденсатора. На рисунке 15 показаны пульсации выходного напряжения, измеренные внешним MLCC емкостью 22 мкФ. Из рисунка видно, что пульсирующее напряжение уменьшилось с 445,9 мВ до примерно 30 мВ.

    Как мы можем уменьшить колебания выпуска?

    Уменьшение пульсаций в источниках питания. Пульсации можно уменьшить с помощью сглаживающих конденсаторов, которые преобразуют пульсации напряжения в более плавное постоянное напряжение.Для этого широко используются алюминиевые электролитические конденсаторы с емкостью 100 мкФ и более. Повторяющиеся импульсы постоянного тока заряжают конденсатор до пикового напряжения.

    Как уменьшить шум в блоке питания постоянного тока?

    Вы можете использовать фильтр для удаления шума из источника питания так же, как вы используете фильтры для удаления шума из сигнала. Действительно, вы можете рассматривать выходные конденсаторы как часть фильтра, которая реагирует на выходное сопротивление цепи источника питания. Увеличение значения выходной емкости снизит шум.

    Как уменьшить пульсации импульсного источника питания?

    Как уменьшить пульсации импульсного источника питания?

    1. Снижение электромагнитных помех — индуктивность обратного подключения диода.
    2. Принятие емкости с хорошими высокочастотными характеристиками и низким ESR на выходной клемме.
    3. Использование импульсного источника питания, синхронного по частоте с системой.
    4. Предотвращение взаимных помех между несколькими источниками питания модулей.
    5. Добавление LC-фильтра в блок питания.

    Как стабилизировать источник питания?

    Схема стабилизированного источника питания Мостовой выпрямитель преобразует переменный ток в пульсирующий постоянный ток с пиковым уровнем напряжения 21 В (15 × 1,4142). LED1 загорается, указывая на наличие выхода выпрямителя. Резистор R1 (2,2 кОм) ограничивает ток через LED1 до безопасного значения ниже 10 мА.

    Что из перечисленного может быть лучшим фильтром для источника питания?

    Что из перечисленного может быть лучшим фильтром для источника питания? Параллельно выходу фильтра, с прямым смещением.Параллельно выходу фильтра, с обратным смещением. Последовательность с выходом фильтра с прямым смещением.

    Что из следующего является преимуществом использования фильтра нижних частот ALC по сравнению с RC-фильтром нижних частот в источнике питания?

    7. Что из следующего является преимуществом использования низкочастотного фильтра L C по сравнению с RC-фильтром нижних частот в источнике питания? а) Реактивное сопротивление L будет намного ниже, чем сопротивление R на частоте сети.

    Почему в блоке питания используется конденсаторный фильтр?

    Емкостной фильтр сглаживает дополнительные импульсы в выходном каскаде, так что на нагрузку подается почти постоянное напряжение постоянного тока.Выходной фильтр заряжается до пика входного напряжения, как видно на CF (положительная часть входа).

    Какой элемент фильтра является самым основным и часто используемым в конструкции источника питания?

    C-фильтр — это самый простой и экономичный фильтр на рынке. С другой стороны, RC-фильтр используется для уменьшения пульсаций напряжения на конденсаторном фильтре.

    Какова функция S ступени фильтра в источнике питания?

    Этап фильтрации цепи источника питания сглаживает пульсации выпрямленного постоянного тока, создавая плавный постоянный ток, который подходит даже для самых чувствительных цепей.Фильтрация обычно осуществляется путем введения конденсатора в цепь питания.

    Какой тип фильтра требуется для источника питания постоянного тока?

    Емкостные фильтры

    Какая схема фильтра лучше?

    CLC или круговой фильтр. Входной конденсатор C1 выбран так, чтобы обеспечить очень низкое реактивное сопротивление на частоту отталкивания, поэтому основная часть фильтрации выполняется C1. Большинство оставшихся репеллеров удаляется комбинированным действием L и C2. Эта схема дает гораздо лучший фильтр, чем LC-фильтр.

    Метод разрешения последовательных / параллельных цепей

    Метод разрешения последовательных / параллельных цепей

    Применено Отдел науки

    Шерил Деллай

    Физика Инструктор

    Метод разрешения серии / параллельности Схемы

    от Шерил Кей Деллай

    Департамент прикладных наук, Глендейл Общественный колледж, Глендейл, Аризона

    В любом исследовании электрических цепей начало у студентов есть проблемы с правильным определением и расчетом соответствующие значения.Чем сложнее схема, тем сложнее Это. Используемый мной метод решает эти проблемы.

    Это четырехэтапный метод, основанный на сокращении все в помеченный стол. Когда ученик впервые начинает решать схем, мне также требуется перерисовка схемы на каждом шаге в процессе.

    Найдите емкость C, заряд Q, электрический потенциал разность (напряжение) V и электрическая потенциальная энергия.

    Шаг первый

    Обозначьте все соединения в цепи (рис. 1).В приведенном выше случае имеется 6 переходов (a, b, c, d, e, f)

    Шаг второй

    Определите самые глубокие уровни схемы отслеживая ветви. В случае выше Branch cd самая глубокая ветвь и должна быть решена в первую очередь. Филиал быть второй; Филиал af является третьим.

    Шаг третий

    В самом глубоком круге ответвления серия и параллельные части и пометьте их. Напишите компоненты ветки и расположение (последовательно / параллельно) в таблице (Таблица I), как показано.На Рисунке 1 Ответвление CD расположено параллельно. Каждый рука имеет более одного конденсатора. Эти руки необходимо обработать в первую очередь.

    Правая рука (См. Рисунок 2)

    Конденсаторы 3,00 мФ & 4,00 мФ последовательно и должен быть уменьшен до конденсатора A (1,71 мФ). )

    Левая рука (см. Рисунок 2)

    Конденсаторы 9.00 мФ & 8,00 мФ находятся последовательно и должен быть уменьшен до конденсатора B (4,24 мФ).

    Перерисовывайте схему после каждого сокращения.

    Конденсаторы A и B включены параллельно на рисунке. 2 КД филиала .Уменьшаем их до конденсатора С (5,95 мФ). На данный момент мы устранили Branch cd и можно перейти к Branch be and Branch af .

    На рисунке 3 Ветвь параллельна договоренность. В правом плече более одного конденсатора. Этот филиал be рука должна быть обработана в первую очередь. В этот момент Филиал будет является частью параллельной компоновки в Branch af .

    Филиал ВЭ

    Правая рука

    Конденсаторы C 5.95 мФ & 2,00 мФ последовательно и должен быть уменьшен до конденсатора D (1,50 мФ).

    Конденсатор центрального рычага 7,00 мФ

    Филиал АФ

    Конденсатор левой руки 6,00 мФ

    Конденсаторы D, 6,00 мФ & 7,00 мФ параллельны в Филиал а.ф. . Уменьшаем их до конденсатора E (14,5 мФ). На данный момент мы устранили Филиал af .

    В приведенном ниже случае (рис. 5) мы имеем серию договоренность. Конденсаторы Е 14.5, 5,00 мФ & 1,00 мФ последовательно и должен быть уменьшен до конденсатора F (0,79 мФ) на рисунке 6.

    Шаг четвертый

    Теперь схема имеет эквивалентную емкость. Нам нужно найти общий заряд и полную потенциальную энергию используя заданную разность электрических потенциалов.

    Теперь мы вернемся к таблице.

    Если ветвь параллельна, электрический потенциал разница (напряжение) такая же, а заряд — аддитивный (q итого = S q i ).

    Если ответвление идет последовательно, взимается то же самое, а разность электрических потенциалов (напряжение) складывается (V всего = S V и ).

    Потенциальная энергия всегда складывается (U всего = S U и ).

    Разберем каждый эквивалентный конденсатор когда мы возвращаемся вверх по столу.

    Конденсатор F представляет собой последовательную комбинацию. Таким образом, заряд конденсаторов 1,00 мФ, 5,00 мФ и конденсатор E (14,50 mF) — это полный заряд (78.80 мКл), а электрический потенциал разности (напряжения) должны составлять общий электрический потенциал разность 100 вольт (напряжение). Если нет, значит, была ошибка. сделано при расчете емкости. Это внутренняя проверка эта таблица предоставляет.

    Затем мы должны пробить конденсатор E. Конденсатор E — параллельная комбинация. Таким образом, разность электрических потенциалов (напряжение) 5,44 В на E — это такой же электрический потенциал разница как (напряжение) на конденсаторах 6,00 мФ, 7,00 мФ, и конденсатор D (1.50 мФ). Заряд на каждом из этих конденсаторов должен соответствовать заряду на конденсаторе E. Если это не так, была сделана ошибка при вычислении емкость.

    Мы повторяем этот процесс, пока не закончим стол.

    Студенты могут заполнить такую ​​таблицу в 10 минут.

    Таблица I

    Емкость

    Заряд

    Напряжение

    Энергия

    мФ

    мкл

    Вольт

    мДж

    Серия

    3.00

    0,78

    0,92

    А

    4,00

    2,34

    0,59

    0,69

    Серия

    9,00

    0,64

    1,86

    B

    8.00

    5,79

    0,72

    2,10

    Параллельный

    А 1.71

    2,34

    1,60

    С

    В 4,24

    5,79

    1,37

    3.96

    Серия

    С 5.95

    1,37

    5,56

    D

    2,00

    8,14

    4,07

    16,55

    Параллельный

    Д 1,50

    8.14

    22,11

    E

    7,00

    38,05

    5,44

    103,42

    6,00

    32,62

    88,65

    Серия

    E 14.50

    5,44

    214,18

    Ф.

    1,00

    78,80

    78,80

    3104,99

    5,00

    15,76

    621,00

    Итого

    0.79

    78,80

    100,00

    3940,17

    Это эквивалентная цепь сопротивления и стол. Найдите сопротивление R, ток i, разность электрических потенциалов. (напряжение) В, а мощность П.

    Таблица II

    Сопротивление

    Текущий

    Напряжение

    Мощность

    Вт

    Ампер

    Вольт

    Ватт

    Серия

    3.00

    8,21

    22,47

    А

    4,00

    2,74

    10,95

    29,96

    Серия

    9,00

    10,14

    11.43

    B

    8,00

    1,13

    9,02

    10,16

    Параллельный

    А 7,00

    2,74

    52,43

    С

    В 17.00

    1.13

    19,16

    21,59

    Серия

    С 4,96

    19,16

    74,02

    D

    2,00

    3,86

    7,73

    29,86

    Параллельный

    D 6.96

    3,86

    103,88

    E

    7,00

    3,84

    26,89

    103,26

    6,00

    4,48

    120,48

    Серия

    E 2.21

    26,89

    327,62

    Ф.

    1,00

    12,19

    12,19

    148,49

    5,00

    60,93

    742,45

    Итого

    8.21

    12,19

    100,00

    1218,57

    Возврат На домашнюю страницу Шерил Деллай

    Сообщайте о проблемах по адресу: [email protected]
    Заявление об отказе от ответственности
    URL: http://www.gccaz.edu/academicdepartments/physicalscience/ckdweb/series~1.html
    Последнее обновление: понедельник, 15 сентября 2014 г., 11:06:17 Горное стандартное время США

    Измерение и уменьшение пульсаций выходного напряжения для регуляторов постоянного / постоянного напряжения | Статья

    .

    WEIRAN DAI
    Инженер по приложениям, MPS

    Получайте ценные ресурсы прямо на свой почтовый ящик — рассылается раз в месяц

    Мы ценим вашу конфиденциальность


    Введение

    Многие современные серверы, а также телекоммуникационное и сетевое оборудование имеют несколько регуляторов напряжения на системной плате для подачи питания на ИС или подсхемы.Эти шины питания часто имеют очень жесткие допуски по напряжению (<1%). Измерение целостности питания, такое как измерение пульсаций напряжения во всей полосе пропускания, становится критически важным для удовлетворения требований к конструкции системы.

    В этой статье представлены рекомендации по измерениям и методика уменьшения пульсаций, основанная на применении регуляторов постоянного времени (COT), с конкретными результатами, полученными с использованием MPQ8633B от Monolithic Power Systems (MPS).

    Пульсация и происхождение шума

    Пульсации на выходе с полной полосой пропускания обычно включают в себя пульсации НЧ и ВЧ шум. На рис. 1 показано, что низкочастотные пульсации в понижающих преобразователях представляют собой переменную составляющую выходного напряжения.

    Рисунок 1: Пульсации и шум выходного напряжения

    Однако в практических схемах есть еще один компонент переменного тока, который называется высокочастотным (ВЧ) шумом. Этот шум всегда возникает при включении и выключении переключателя. На рис. 2 показана практическая схема выходного каскада понижающего преобразователя. Учитывая условия работы ВЧ, реальная катушка индуктивности работает как емкостное сопротивление, а реальный конденсатор — как индуктивное сопротивление.Следовательно, схему выходного каскада можно упростить (см. Рисунок 3). ВЧ-шум вызван в основном высоким значением dV / dt связи переключателя через паразитную емкость индуктора (C L ) и эквивалентную последовательную индуктивность (ESL).

    Рисунок 2: Практическая схема выходного каскада понижающего преобразователя


    Рисунок 3: Упрощенная схема выходного каскада понижающего преобразователя в высокочастотной области

    Установка для измерения выхода

    Чтобы получить точный экспериментальный результат, очень важно иметь правильную измерительную установку.Обычным методом является использование пассивных пробников на 1 МОм (см. Рисунок 4). Эта установка не может достичь истинных пульсаций напряжения и шума, потому что большая петля улавливает большую часть окружающего шума и вносит паразитную индуктивность. Рисунок 5 показывает гораздо меньшую площадь контура, чем у пассивного пробника, основанного на коаксиальном кабеле 50 Ом. Коаксиальные кабели имеют несколько преимуществ, включая хорошее экранирование, небольшую площадь контура и отсутствие затухания сигнала.

    Рисунок 4: Измерение пульсаций с помощью пассивного пробника

    Рисунок 5: Измерение пульсаций с помощью коаксиального кабеля 50 Ом

    На рисунке 6 показано сравнение пульсаций на выходе при тех же рабочих условиях.Коаксиальный кабель эффективно снижает высокочастотный шум. В следующем разделе все экспериментальные результаты основаны на коаксиальном кабеле 50 Ом.

    a) Пульсация на выходе на основе десяти пассивных пробников 1 МОм

    b) Пульсация на выходе для одного коаксиального кабеля 50 Ом

    Рисунок 6: Сравнение пульсаций на выходе при полной полосе пропускания

    Уменьшение пульсации на выходе

    Как обсуждалось ранее, ВЧ-шум связан с катушкой индуктивности, выходным конденсатором и напряжением коммутационного узла. Для уменьшения ВЧ-шума можно использовать три метода:

    1. Уменьшите скачок напряжения коммутационного узла.
    2. Уменьшите полное сопротивление катушки индуктивности в высокочастотном режиме.
    3. Уменьшите полное сопротивление выходного конденсатора в высокочастотном режиме.

    Для пункта 1 наиболее эффективной стратегией является уменьшение скорости нарастания переключателя при включении и выключении. Это может быть реализовано путем добавления резистора начальной загрузки последовательно или демпфирующей RC-цепи.

    Как только выбросы коммутационного узла уменьшены до минимума, контур шумовой связи может быть оптимизирован. Во-первых, выберите катушку индуктивности с низкой паразитной емкостью в соответствии с таблицей данных поставщика.Во-вторых, минимизируйте импеданс выходного конденсатора около частоты вызывного шума. Обычно частота шумового вызывного сигнала в понижающем преобразователе составляет около нескольких сотен МГц.

    Керамические конденсаторы

    X5R / X7R популярны для уменьшения пульсаций при полной полосе пропускания из-за их более низкого ESR и ESL по сравнению с электролитическими конденсаторами и танталовыми конденсаторами. Как правило, керамический конденсатор меньшего размера приводит к снижению импеданса на высоких частотах. Однако небольшой керамический конденсатор также имеет ограниченное значение емкости.Поэтому обычный керамический конденсатор X5R / X7R — не лучший способ снизить импеданс примерно до нескольких сотен МГц.

    На рисунке 7 показан керамический конденсатор NP0, выбранный для снижения ВЧ-шума из-за его характеристики с низким импедансом. Более того, характеристика импеданса также связана со значением емкости (см. Фиг.8) . По частоте звона ВЧ-шума для этого случая подойдет конденсатор NP0 на несколько сотен пФ.

    Рисунок 7: Сравнение импеданса между конденсатором X7R 1000 пФ и конденсатором NP0 (размер 0603)

    Рисунок 8: Изменение импеданса для конденсатора NP0 разного номинала (размер 0603)

    На схеме приложения ниже конденсатор NP0 размещен рядом с ИС, а точка измерения пульсации расположена на конце выходного конденсатора (см. Рисунок 9) .Таким образом, большая часть ВЧ-шума фильтруется конденсатором NP0, а большая часть НЧ пульсаций фильтруется конденсатором большой емкости X5R / X7R.

    Рисунок 9: Схема применения регулятора COT с конденсатором NP0 или LICC

    На рисунке 10 показано сравнение выходного пульсационного напряжения с обычным керамическим конденсатором и конденсатором NP0, которое доказывает пригодность конденсатора NP0. ВЧ-шум значительно снижается за счет использования NP0.

    a) Выходная пульсация с конденсатором 1x180pF 0603 X7R и конденсатором 3×100 мкФ 1206 X7R

    b) Выходная пульсация с конденсатором 1x180pF 0603 NP0 и 3×100 мкФ 1206 X7R конденсатором

    Рисунок 10: Сравнение пульсаций выходного напряжения полной полосы пропускания с различными типами выходных конденсаторов

    Заключение

    В этой статье проанализирован источник пульсаций на выходе в регуляторе постоянного / постоянного напряжения, сравниваются различные измерительные установки и обсуждается, как уменьшить пульсации на выходе.Регуляторы COT оптимизируют скачок напряжения SW, импеданс катушки индуктивности и выходного конденсатора в высокочастотном диапазоне, тем самым уменьшая пульсации на выходе и высокочастотный шум. Коаксиальный кабель 50 Ом — идеальный инструмент для измерения пульсаций выходного напряжения. MPQ8633B от MPS — это регулятор COT, идеально подходящий для решения этих проблем.

    _______________________

    Вы нашли это интересным? Получайте ценные ресурсы прямо на свой почтовый ящик — рассылайте их раз в месяц!

    Получить техническую поддержку

    Свод правил штата Калифорния, раздел 8, раздел 2940.17. Отсоединяющие конденсаторы и средства для разряда.

    Эта информация предоставляется бесплатно Департаментом производственных отношений. со своего веб-сайта www.dir.ca.gov. Эти правила предназначены для удобство пользователя, и не дается никаких заверений или гарантий, что информация актуален или точен. См. Полный отказ от ответственности на странице https://www.dir.ca.gov/od_pub/disclaimer.html.

    Подраздел 5.Приказ по электробезопасности
    Группа 2. Приказ о высоковольтной электробезопасности
    Статья 36. Порядок работы и порядок работы.

    Вернуться к индексу
    Новый запрос



    При работе с конденсаторами и линиями, подключенными к конденсаторам, применяются следующие требования.

    (a) Перед тем, как сотрудники начнут работать с конденсаторами, работодатель должен отключить конденсаторы от источников под напряжением и замкнуть их накоротко. Должны быть предусмотрены средства для снижения остаточного напряжения конденсатора до 50 В или менее в течение 5 минут после отключения конденсатора от источника питания.Работодатель должен обеспечить, чтобы работник, замыкающий конденсаторы, выждал не менее 5 минут с момента отключения перед тем, как применить короткое замыкание.

    (b) Разрядная цепь должна быть снабжена автоматическими средствами подключения ее к клеммам конденсаторной батареи после отключения конденсатора от источника питания. Обмотки двигателей, трансформаторов или другого оборудования, напрямую подключенного к конденсаторам, без включенного выключателя или устройства максимального тока, должны соответствовать требованиям подпункта (а) выше.

    (c) Конденсаторы не должны работать до тех пор, пока они не будут закорочены и заземлены. Работодатель должен закоротить любую линию, подключенную к конденсаторам, прежде чем линия будет считаться обесточенной. Устройство внутреннего разряда, предусмотренное в конденсаторах, не должно использоваться вместо конденсаторов внешнего короткого замыкания и заземления.

    (d) Перед тем, как сотрудники возьмут в руки блоки, работодатель должен закоротить каждое устройство в последовательно-параллельных батареях конденсаторов между всеми выводами и корпусом конденсатора или его стойкой.Если корпуса конденсаторов находятся на незаземленных стойках подстанции, заказчик должен заземлить стойки.

    Примечание: цитируемый орган: раздел 142.3 Трудового кодекса. Ссылка: раздел 142.

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован.